12V Bleigelakku-Ladegerät mit Spannungs- und Strombegrenzung

015_b_PrennIng-a_Akku-Ladeschaltung aus LM317 Stromquelle 0,05..1A  +++ aus LM317 Spannungsbegrenzung_1a.pdf

Einleitung und Datenblätter

Gleich zu Beginn die Datenblätter, die man für das Studium diesesElektronik-Minikurses unbedingt braucht:CD4011B,LM78xx,78L05,LM79xx,LM317,LM317L(Z),LM337 undLM337L(Z).L ist die Lowpower-Version und Z steht für das TO92-Plastikgehäuse. InText und Bild liest man für die Lowpower-Version LM317L und LM317LZ.Dies ist, elektronisch betrachtet, nebensächlich. Für denHobby-Elektroniker empfiehlt sich eher die Z-Version (TO92-Gehäuse) alsdie hier nicht genannte M-Version (SMD-Gehäuse), wegen der leichterenHandhabung.

Trimmpotmeter und abk. Trimmpot werden teilweise mit R, wie dieFixwiderstände, bezeichnet und teilweise mit P. Diesen Unterschiedpassierte auf Grund der Updates im Laufe der Zeit. Der Aufwand dies zuändern wäre relativ gross in Bild und Text. Es ist jedochunproblematisch, weil der Text stets auf das Bild folgt und deshalb Textund Bild übereinstimmen.

Fachbegriffe (Abkürzungen) und Erklärungen:

• NiCd-Akku = Nickel-Cadmium-Akku
• NiMH-Akku = Nickel-Metallhydrid-Akku
• 
  
• Eine Eingangsspannung ist in der Regel mit Ue gekennzeichnet. BeiAusgangsspannungen liest man Ua hauptsächlich dann, wenn es eineSignalspannung ist, z.B. von einem Opamp-Ausgang. An einigen Stellen inText und Bild liest man Ua auch bei einem Spannungsregler-Ausgang. Esgibt jedoch auch Stellen wo Ub zu lesen ist. Dies deutet auf eineBetriebsspannung hin. Betriebsspannung für eine nachfolgende möglicheSchaltung. Dies würde bedeuten, dass Ib ein Betriebsstrom ist. Das wäredurchaus möglich, wenn dies nicht gleich mit einer BJT-Basis inVerbindung gebracht wird. So ist Ib als Basisstrom zu verstehen.

• Festspannungsnetzteil
• 
  
• Integrierte Festspannungsregler

Wichtiges Grundlagenwissen für die Praxis

Es geht hier um Fragen weshalb es zwischen Aus- und Eingang eineRückfluss-Diode braucht, wozu die Kondensatoren an den Ein- undAusgängen dienen und warum man keine Tantalelkos für das Abblocken vonSpeisespannungen nehmen sollte. Wichtig sind auch der einzuhaltendeminimale Ausgangsstrom, der maximale Ausgangsstrom und die interneSelbstschutzschaltung (Breakdown-Limit) und ein einfaches thermischesExperiment zu dieser Selbstschutzfunktion.

Bild 1 zeigt die Version eines dreibeinigen Fixspannungsreglers(Teilbild 1.1) und die eines dreibeinigen einstellbaren Spannungsreglers(Teilbild 1.2). Uxx ist die Ausgangsspannung des Festspannungsreglers78xx. Zwei Beispiele: 5 VDC aus einem 7805 oder 12 VDC aus einem 7812.In Teilbild 1.2 ist Ua die Ausgangsspannung, welche mit R1 und R2dimensioniert wird, wie dies beim LM317 üblich ist. Dazu später mehr.

National-Semiconductor (NS) und Texas-Instruments (TI):
Man liest hier bei den Fixspannungsreglern anstelle von LM78xx nur 78xxund anstelle von LM79xx nur 79xx. Dies bringt zum Ausdruck, dass andereHersteller teils andere Buchstaben vor die Zahl setzen. Die hierdiskutierte Dimensionierung ist, unabhängig vom Hersteller, stets dieselbe. LM wurde ursprünglich von NS eingeführt. Später wurde NS von TImit der IC-Fabrikation übernommen. Allerdings benutzt auch Fairchild dieLM-Bezeichnung. Es gibt auch die µA-Bezeichnung, wie µA78xx und µA79xx.

CL ist der Ladeelko, oder anders bezeichnet, der Glättungselko beimGleichrichter. Die Schrägstriche in den Leitungen zwischen CL und derSpannungsregelung deuten an, dass die Gleichrichterschaltung von derSpannungsregelung örtlich getrennt sein kann. In diesem Fall sind dieAbblock-Kondensatoren C1 nahe beim Spannungsregler-Eingang besonderswichtig. Diese dienen der Vermeidung von hochfrequenter Oszillation.Darum sollten es auch Karamik-Multlayer-Kondensatoren (Kerko) sein, weildiese so gut wie keine parasitäre Induktivität aufweisen. In denSchaltbildern werden diese Kondensatoren zusätzlich mit Ck (k = Keramik)bezeichnet.

Die überlebenswichtige Rückfluss-Diode D1

Dem aufmerksamen Leser fällt sogleich die Diode D1 auf, welche zwischenEin- und Ausgang in Sperrrichtung geschaltet ist und er fragt sich wozu.Falls der Zustand eintritt, dass auch nur schon für einen kurzen MomentUxx oder Ua grösser ist als Ue, dann verabschiedet sich der 78xx oderder LM317 in die ewigen Elektronenjagdgründe. Dies gilt für die meistenintergrierten Spannungsregler und eigentlich auch für Spannungsreglermit quasidiskretem Aufbau mit Opamps und Transistoren. Dummerweise folgtdurch eine solche Zerstörung oft ein Kurzschluss zwischen Ein- undAusgang des Spannungsreglers. D.h. Uxx oder Ua entspricht Ue, was dieZerstörung der an Uxx oder Ua angeschlossenen Schaltung zur Folge habenkann. Pech gehabt. Ja, müsste aber nicht sein, wenn die Diode D1einsetzt wird. Ein sehr preiswerter Schutz mit so gut wie keinemAufwand. D1 sollte eine Kleinleistungs-Silizium-Diode sein. Mit einerpreiswerten1N4002-Diode liegt man gerade richtig. Der Maximalstrom beträgt 1 A und dieSperrspannung 100 V. Eine Kleinsignaldiode, wie z.B. 1N4148 oder 1N914,wäre zu schwach und könnte selbst zerstört werden, im Falle einesStromrückflusses. Dies hätte dann die selben weiteren Zerstörungen zurFolge, wie eben beschrieben.

Wie man jedoch generell den Risiken von dauerhaften Überspannungen, z.B.auf Grund defekter elektronischer Teile in einem Netzteil, vorbeugenkann, liest man in diesen beiden Elektronik-Minikursen:

• Mit der Brechstange gegen zuviel Spannung!
• 
  
• Die Power-Zenerdiode aus Z-Diode und Transistor

Bevor man jedoch gleich zu solchen Massnahmen greift, tut man gut darandas Problem erst an der Wurzel zu packen. Damit sind wir wieder bei derDiode D1. Wir befassen uns also mit der Frage, wie es möglich ist, dassdie Ausgangsspannung grösser als die Eingangsspannung sein kann. Siehedazu Bild 2:

Gleich zum Voraus: Die Strombezeichungen i anstatt Izeigen, dass man es mit i einem rückwärts fliessenden Strom vonUa nach Ue zu tun hat! Dies ist keine allgemein gültige Regel. Sie dienthier einfach der Übersichtlichkeit.

Widerlegtes Dogma: Oft herrscht die Meinung vor, nur dann wenn amEingang des Spannungsreglers ein Elko (CL)geschaltet ist, der eine niedrigere Kapazität aufweist als die des Elkoam Ausgang des Spannungsregler (C2 und C4 [angeschlossene Schaltung]),fliesst ein Rückstrom vom Ausgang zum Eingang, wenn das Netzteileingangsseitig abgeschaltet wird. Das stimmt so nicht! Dieniederkapazitiven Kerko Ck bleiben hier unberücksichtigt.

Der Ventilator ist gerade nicht angeschlossen. C4 in Bild 2 wäre grösserals CL. In dieser Konstellation "CL < C4" fliesst ein Rückstrom i beimAusschalten von Schalter S. Rückstrom i ist aber keineswegsausgeschlossen, wenn "CL > C4" . Warum dasso ist, erklären die folgenden Abschnitte...

Angenommen, in Bild 2 ist CL, der Lade-Elko, miteiner Kapazität von 1000 µF zehn mal so gross wie die des Elko C4 mit100 µF. Wir haben in Bild 2 ein Beispiel eines kleinen digitalen Systemsdas mit einer Spannung von typisch 5 VDC gespeist wird. AlsSpannungsregler genügt ein einfacher 7805. Vor dem Spannungsregler kommteine ungeregelte Spannung von etwa 12 VDC zum Einsatz, die auch nocheinen Ventilator speist, der die gesamte Schaltung kühlt. Was passiert,wenn man den Schalter S öffnet? CL entladet sichüber den Innenwiderstand des Ventilators, Ue' sinkt und der Ventilatorläuft als wie langsamer. Ue' erreicht die kritische Minimalspannung, beider der 7805 die geregelte Ausgangsspannung von 5 VDC nicht mehr haltenkann. Ua sinkt ebenfalls. C4 "wehrt sich dagegen" und versucht 5 VDCaufrecht zu erhalten, bildlich gesprochen, und genau das gelingt C4einigermassen, wenn die Entladezeitkonstante von C4 mit demInnenwiderstand der digitalen Schaltung grösser ist als die von CL mit dem Innenwiderstand des Ventilators. Eskommt bei diesem Entladungsvorgang zur Situation bei der Ua grösser istals Ue'. Ist Ua um die Diodenflussspannung von D1 grösser als Ue',fliesst ein Entladestrom i von C4 über D1 zum Ventilator. Würde D1fehlen, dann sinkt Ue' soweit, bis die IC-interne Durchbruchspannungerreicht ist und C4 entladet sich mit dem Strom i über den 7805 inRichtung Ventilator. Dies schadet dem 7805 und ebenso sehr vielen andernSpannungsreglern anstelle einen von der 78xx-Serie.

Es stellt sich die Frage, was passiert, wenn es den Ventilator gar nichtgibt und so an CL überhaupt keine zusätzliche Lastvorhanden ist. In diesem Fall ist die Zeitkonstante von C4 mit derdigitalen Schaltung viel kleiner, als die vom grösseren CL und dem Belastungswiderstand, bestehend aus dem7805 und der digitalen Schaltung. Die Folge davon ist, dass beim ganzenEntladungsvorgang Ue' ständig grösser ist als Ua. Es fliesst keinRückstrom i durch D1. Das stimmt allerdings auch nur dann, wenn man fürden minimalen Belastungsstrom am Ausgang des 7805 sorgt, wie dies dasDatenblatt vorschreibt. Man denke bei diesem Beispiel daran, dass einedigitale CMOS-Schaltung, wenn sie aus irgendeinem Grunde gerade nichtgetaktet wird (statischer Zustand), so gut wie keinen Strom benötigt.Für eine vernünftige Minimallast von 10 bis 20 mA kann man eine LED fürdie Betriebsanzeige einsetzen, wie dies Bild 2 (LED mit R1) zeigt.

D1 ist enorm wichtig: Es lohnt sich allerdings nicht genauherauszufinden, ob der 7805 (oder ein anderer Spannungsregler) wegeneinem möglichen Stromrückfluss gefährdet ist oder nicht, weil derAufwand des Einsatzes von D1 ist schlicht weg zu minimal, auchpreislich. Ein Kurzschluss von Ue oder Ue' nach GND, z.B. durch denplötzlichen Defekt von CL, gefährdet den 7805 ohneD1 mit sehr hoher Wahrscheinlichkeit. Nach der Beseitigung desKurzschlusses (Ersatz von CL), zeigt sich beimWiedereinschalten der Schaltung in Bild 2, bei defektem 7805, an Ua dievolle Spannung von Ue und das wird mit hoher Wahrscheinlichkeit diegesamte digitale Schaltung zerstören. D1 ist eine minimale Zugabe mitsehr hoher Sicherheitssteigerung!

Koppel- oder Block-Kondensator, das ist hier die Frage: Was das Lbei CL bedeutet, ist bereits klar. Ck bedeutet, wiebereits erklärt, Keramik-Kondensator (Kerko). Ck ist aber auchassoziiert mit Koppel-Kapazität, worunter man das Auskoppeln (Filtern,Unterdrücken) von hauptsächlich hochfrequenten Störspannungen (auchtransiente steilflankige Impulse) versteht. Elkos wirken, wegen ihrerparasitären Induktivität, bei Frequenzen bis in den 100 kHz-, keramischeMultilayer-Kondensatoren (Kerko) bis weit in den 100 MHz-Bereich odersogar noch höher. Das betrifft dann transiente Impulsflanken im Bereichvon 10 bis 1ns oder noch weniger. Ck-Kondensatoren haben aber noch einenandern Zweck: Sie schaffen im genannten Frequenzbereich eine niedrigeQuellimpedanz für die nachfolgende Schaltung. Dies begünstigt dieStabilität (geringe Oszillationsneigung etc.). Damit keine Verwirrungentsteht, es gibt neben dem Begriff Koppel- auch den desBlock-Kondensators. Dieser Begriff ist oft eindeutiger assoziiert mitdem was man will, nämlich Störspannungen abblocken. Beide Begriffe habenhier die selbe Bedeutung. In der analogen Verstärkertechnik wird auchAnderes verstanden, wie z.B das Entkoppeln von DC-Spannungsanteilen beider Übertragung und/oder Verstärkung von AC-Spannungen. Siehe dazu imElektronik-MinikursEchter Differenzverstärker I Kapitel "Instrumentationsverstäerker nur für Wechselspannungen" oder inEchter Differenzverstärker IV in allen Kapiteln.

Warum ist der Rückstrom so schädlich?

Teilbild 3.1a zeigt die (fast) einfachste Stabilisatorschaltung der Weltmit einer Zenerdiode (Z-Diode) Z und einem NPN-Transistor T. Daranwollen wir sehen wie es zum Rückfliessen des Stromes i kommt und wo i(und i1) hindurchfliesst, nachdem Schalter S geöffnet wird. Gleich nachdem Öffnen von S liegt an C1 (hier nicht CL) dieSpannung Ue' von 18 VDC. C1 entladet sich mit IC1über R1. Einfachhheitshalber liegt an Ua keine Last. Während deranfänglichen Entladung von C1 über R1 bleibt Ua auf der stabilisiertenSpannung von rund 11.3 VDC. Dafür sorgt C2. Unterschreitet Ue' jedocheine Spannung von etwa 6 VDC, beginnt ein Rückstrom i von C2 (Ua) überdie Emitter-Basis-Strecke von T und durch R2 nach R1 zu fliessen. DieserTeilstrom ist mit i1 markiert. Wenn die Entladezeitkonstante R1*C1 sehrkurz ist, kann der Rückstrom i, der über die Emitter-Basis-Strecke undvon dort über die innere Basis-Kollektor-Diode fliesst, kurzzeitig sostark ansteigen, dass es für T gefährlich werden kann. Die Grösse von R2spielt da auch eine gewisse Rolle. Eine Rückfluss-Diode D1 zwischenEmitter und Kollektor würde i ableiten und der Transistor T bleibtrückstromlos verschont. Diode D1 ist gestrichelt angedeutet.

Die Krux mit der Emitter-Basis-Strecke von T: Warum kommt es zumStromrückfluss i erst dann wenn Ue' auf etwa 6 VDC gesunken ist? Währenddie Basis-Emitter-Schwellenspannung von T bloss der einerDiodenflussspannung (Silizium) von etwa 0.7 V entspricht, hat umgekehrtdie Emitter-Basis-Strecke eine ähnliche Eigenschaft wie eine Z-Diode miteiner Schwellenspannung zwischen 5 und 6 V (z.T. auch etwas wmehr). Erstdann, wenn diese Schwellenspannung erreicht ist, kann ein Rückstrom ifliessen. Dieser fliesst einerseits über R2 nach R1 und anderseits überdie Basis-Kollektor-Diode nach R1 (Teilstrom i1). Für diesen Weg addiertsich zur EB-Schwellenspannung noch die Schwellenspannung von etwa 0.7 Vder Basis-Kollektor-Diode. Dieser Weg des Rückstromes i ist für denTransistor gefährlich, weil, wenn z.B. C1, wegen eines Defekts,kurzschliesst, fliesst unlimitiert ein Stromimpuls aus C2 über dieEmitter-Basis-Strecke und von dort über die Basis-Kollektor-Diode nachGND. Es gibt nirgends einen strombegrenzenden Widerstand!

Teilbild 3.2a ist die Ersatzschaltung zu Teilbild 3.1a betreffs desRückstromes i. Teilbild 3.2a soll dem leichteren Verständnis dienen.D-BE bedeutet Basis-Emitter-Strecke des Transistors T mitDiodeneigenschaft. Sie reduziert die Spannung an der Z-Diode Z von 12VDC auf Ua = 11.3 VDC. D-BK ist die Basis-Kollektor-Diode von T und Z-EBvon T ist die Emitter-Basis-Strecke mit Z-Diodeneigenschaft. DieSpannung an Ue' muss um den den Betrag von UZ-EBplusUD-BK niedriger sein als Ua, damit ein für Tgefährlicher Rückstrom i fliessen kann. Diese Ersatzschaltung eignetsich nur gerade für diese Erklärung!

Teilbild 3.3a zeigt den Teil des Innenlebens des Fix-SpannungsreglerLM78xx (hier LM7805) mit dem Stromrückfluss i, wenn Ue kleiner als Uaist. Es genügt wenn diese Differenzspannung etwas grösser ist als zweiDiodenflussspannungen in Serie und es fliesst ein Rückstrom i von Uaüber R16, R14, über die Basis-Kollektor-Diode von Q14 und über die vonQ15. Hier wirkt stromlimitierend R14 mit 230 Ohm. Ist Ue jedoch gleichum mehr als 6 V niedriger als Ua, dann fliesst auch ein Rückstrom i1durch Q16 zurück nach Ue, und dies ohne stromlimitierenden Widerstand.R16 hat nur eine strombegrenzende Wirkung im Betriebszustand (geregelteStrombegrenzung). Das ist schliesslich auch die Aufgabe von R16. Aberfür diese Situation hier ist, weil zu niederohmig, R16 praktischwirkungslos. Mit Diode D1 - siehe auch Bild 2 - wird ein solches Risikoelegant vermieden! (Kleine Anmerkung zum 7805: Weil die Ausgangsspannungnur 5 VDC betragen kann, besteht das gefährliche Rückstromrisiko kaum.Beim 7806 und höher jedoch eindeutig!)

Stimmt das alles wirklich oder ist das nackte Theorie ohne jedenPraxisbezug?! Leider ja, so ist es und ich erzähle jetzt warum esohne Wenn und Aber bei diesen integrierten Spannungsreglernimmer eine Rückfluss-Diode braucht:

Angeregt durch die konstruktive Kritik eines Lesers, der aus meinerobigen Erklärung postulierte, dass man beim 7805 definitiv auf dieRückfluss-Diode stets verzichten kann, untersuchte ich den LM7805 undden LM7812 mit einem kleinen Versuchsaufbau. Es geht dabei um zu testen,wie sich der Rückstrom tatsächlich verhält, wenn die Ausgangsspannunghöher ist als die Eingangsspannung, wobei diese auf GND-Potentialgesetzt ist. Ich erinnere daran, dass dieser realistische Zustand danneintritt, wenn der Ladeelko der Gleichrichterschaltung kaputt geht undsich mit einem Kurzschluss verabschiedet. Man betrachte dazu Bild 3b:

Teilbild 3.1b zeigt die Beschaltung für den Test. Der Eingang Ue desSpannungsregler LM78xx (hier im Test: LM7805 und LM7812) ist mit GNDverbunden. Der Ausgang Ua ist über ein Strommessgerät mit einervariablen Spannungsquelle verbunden. Diese ist vorzugsweise einNetzgerät mit einstellbarer Spannung und ebenso einstellbarerStrombegrenzung. Ut ist die Testspannung an Ua und It der durch Utresultierende Teststrom. Schalter S zwischen GND-Anschluss desSpannungsregler und dem GND der Spannungsquelle deutet darauf hin, dasses keine Rolle spielt ob diese Verbindung vorhanden ist oder nicht. Diegemessenen Stromwerte It werden davon nicht beeinflusst. Dies bedeutet,dass über diese GND-Verbindung kein oder nur ein vernachlässigbarkleiner Strom fliesst.

Test mit dem LM7805: Teilbild 3.2b (Teilschaltung und Diagramm)zeigt, dass sich das parasitäre Element wie eine Silizium-Diode Dp (p =parasitär), ein P-N-Übergang, verhält. Da stellt sich logischerweise dieFrage, ob eine externe Silizium-Diode noch als Schutzdiode Ds (s =Schutz) taugt. Ja tut sie, wenn eine Leistungsdiode verwendet wird, diefür einen Strom von 1 A oder mehr definiert ist. Eine solche Diode hatbeim gleich grossen Strom eine eindeutig niedrigere Schwellenspannung,wie das Diagramm mit den beiden Kurven andeutet. Wenn also beide DiodenDs und Dp parallel geschaltet sind, dann zieht aus Gründen derNichtlinearität Ds den Löwenanteil des Stroms It und für Dp bleibt nursehr wenig davon übrig. Wenn man es mit der Sicherheit übertreiben will,kann man für DS eine Schottky-Leistungsdiode einsetzen. Dann wird in Dpganz sicher kein Rückstrom mehr fliessen. Die Kurve Dp gilt nur dann,wenn keine Schutzdiode Ds im Einsatz ist. Ist Ds eingebaut, zeigt sichdie Kurve Ds. Ist Ds im Einsatz, entspricht Ut der Schwellenspannungvon Ds und diese ermöglicht in Dp bestenfalls nur einen sehr niedrigenStromanteil.
Fazit: Dieses Experiment zeigt deutlich, dassauch beim 7805 stets eine Schutzdiode Ds empfohlen ist!

Test mit dem LM7812: Hier wird es interessant! Der LM7812 verhältsich völlig anders als der LM7805. Beim LM7812 spielt dieEmitter-Basis-Schwellenspannung mit seiner typischen Zenerspannung vonetwa 6 V eine gewisse Rolle. Wir betrachten dazu Teilbild 3.3b. Bei Ut =1 VDC beträgt It etwa 20 mA. Dann steigt der Strom It bis zu einemMaximum von 75 mA bei Ut = 2 VDC an und sinkt bei weiterer Zunahme vonUt bis 2.8 VDC auf ein Minimum vo etwa 30 mA. Wie diese Art derNichtlinearität zustande kommt, ist mir unklar. Ich kann nur annehmen,dass die Ursache ein komplexes Ut-abhängiges Wechselspiel ist zwischenden nützlichen und parasitären Komponenten in der Schaltung des IC. Beiweiterer Zunahme von Ut steigt erneut überproportional It und erreichtbei Ut = 6.5 VDC einen Wert von etwa 100 mA.

Die jetzt noch kleinste Erhöhung von Ut führt direkt einenLatchup-Effekt herbei. Ein Thyristor-Effekt. Es setzt dieStrombegrenzung des zum Test eingesetzten Netzgerätes ein und Utbegrenzt sich auf die typische Schwellenspannung eines Thyristors vonetwa 1 VDC. Solche Thyristoren bilden sich aus zwei kreuzgekoppeltenparasitären Transistoren mit folgendemErsatzschaltbild (siehe Funktionsprinzip). Nach dem Reduzieren der Spannung beimNetzgerät unter die kritische Schwelle von 6.5 VDC, kann man Ut aus- undwieder einschalten und der Latchup-Effekt tritt typischer Weise nichtwieder auf. Ob diese ominöse Spannung von 6.5 VDC etwas mit demIC-internen Leistungstransistor oder ebenfalls mit einem parasitärenEffekt zu tun hat, weiss ich nicht. Der Einsatz einer Schutzdiode Ds istaber alleine schon für den unteren Ut-Spannungsbereich empfehlenswert,weil die It-Ströme, welche in diesem Bereich auftreten, eine "unsaubere"Angelegenheit ist.

Der Test mit diesen beiden Spannungsreglern habe ich mit je zweiExemplaren durchgeführt. Abweichungen der Messdaten waren nichtfeststellbar. Ich gehe aber davon aus, dass es Unterschiede gibt, wennman diesen Test mit 7805 und 7812 von andern Hersteller durchführt. Ichdenke, da wird es sowohl gewisse Abweichungen der so genanntennützlichen und der unvermeidbaren parasitären internen Schaltung geben.Aber eines ist sicher, der Einsatz der Schutzdiode Ds ist immer richtig,weil diese begrenzt die Rückwärts-Dropoutspannung (Ua-Ue) auf stetsweniger als 1 V.

Nicht alle Datenblätter zu den LM78xx-Spannungsregler sind gleichumfassend. Das folgende NS-Datenblatt zum LM340 (LM78xx) geht mit einerkurzen Erklärung auf die hier beschriebenen Phänomene ein:

• Datenblatt LM340 (LM78xx)

Siehe Figure 1 auf Seite 8 mit dem Abschnitt "Shorting theRegulator Input. Ein wichtiger Satz sei gleich hier fokussiert:"The capacitor will then discharge through alarge internal input to output diode and parasitic transistors. If theenergy released by the capacitor is large enough, this diode, lowcurrent metal and the regulator will be destroyed.".

Kondensator C1

Wir kommen noch einmal zurück zu Bild 1:

Diese eingangsseitigen Block-Kondensatoren sind gemäss Datenblätter ausGründen der Stabilität vorgeschrieben. In Teilbild 1.1 mit einem78xx-Spannungsregler ist für C1 330 nF und für Teilbild 1.2 mit demLM317 100 nF vorgeschrieben. Die Kapazitäten dürfen auch problemloshöher sein. Man sollte jedoch keine Elkos verwenden, weil diese relativhohe parasitäre Induktiviäten aufweisen. Diese könnten den eigentlichenZweck verhindern, nämlich die Unterdrückung der Oszillationsneigung beihöherer Frequenz. Am besten eignet sich der Kerko. Im Gegensatz zurAussage der Datenblätter, empfiehlt es sich diese Kondensatoren auchdann einzusetzen, wenn der Ladeelko CL der Gleichrichterschaltung nahebeim Spannungsregler ist, - eben wegen der unter Umständen zu hohenparasitären Induktivität von CL, da CL ein Elko ist. C1 muss stets sonahe wie möglich an die Anschlüsse des Spannungsreglers verlötet werden.Beim LM317 (Teilbild 1.2) bedeutet dies, dass die GND-Anschlüsse von C1und R2 nahe beieinander sind. Es soll an dieser Stelle wieder einmalerwähnt sein, dass man grundsätzlich gut daran tut, die GND-Leiterbahnenso breit wie möglich zu gestaltet, auch wenn kein grosser Strom fliesst.Es geht um die möglichst niedrige Impedanz und damit ein geringes Risikoeiner so genannten Brummschlaufe. Dies gilt in erster Linie fürGND-Leiterbahnen, bzw. GND-Leiterflächen.

Kondensator C2

Die Kapazität dieses Elkos hat je nach Datenblatt und Applikation unterschiedliche Werte von etwa 100 nF bis 1µF. Er darf durchaus auch grösser als diese 1µF sein, was in der Realität durch die gespeiste Schaltung oft auch gegeben ist.

Dieser Elko beeinflusst das dynamische Verhalten des Reglers in Teilbild1.1 und Teilbild 1.2 in Bezug auf Eingangsspannungs- undLaststromänderungen. Je höher der Wert von C2, um so niedriger dieAmplitude des Einschwingvorganges bei einer steilflankigenEingangsspannungs- oder Laststromänderung.

In den Datenblättern wird ein Tantalelko empfohlen. Besser ist es einElko von 1 µF oder höher zu wählen und ein Kerko von 100 nF parallel zuschalten. Der Kerko C3 reduziert die allenfalls störende Wirkung derparasitären Induktivität des Elko C2 und deshalb dämpft C3 zusätzlichhochfrequente Transienten, falls solche beim schnellen Regelvorgangentstehen oder vom Eingang Ue her in die Regelschaltung hineinstreuen.Die Kombination von C2 und C3 (Ausgang) gehört ebenso in die Nähe desSpannungsreglers wie C1 (Eingang). Die Reihenfolge ist unkritisch.Zwischen Uxx und GND (Teilbild 1.1) oder Ua und GND (Teilbild 1.2)empfiehlt es C2-Elkos mit noch höherer Kapazität einzusetzen, als diesim Datenblatt empfohlen wird. Wozu dies gut sein soll, beantwortetdieser spezielle Elektronik-Minikurs:

• Ein Spannungsregler ist auch eine Induktivität!

Warum kein Tantalelko verwenden?

Gefahr droht! Die Schaltfestigkeit der relativ preiswertenTropfen-Tantalelkos ist nicht gerade hervorragend. Es gibt zwarTantalelkos mit guter Schaltfestigkeit, diese sind jedoch nicht geradepreiswert. Heikel ist es dann, wenn Tantalelkos an DC-Betriebsspannungensehr niederohmig betrieben werden, wenn diese Spannung fast gleich grossist wie die Nennspannung des Tantalelko. Kommt es zu einemMikrodurchschlag im Innern des Tantal-Elko, entsteht stets ein satterKurzschluss und je nach Stromstärke können diese Tantalelkos sehr heisswerden. Tantalelkos mit Kurzschluss können sogar brennen, wenn derRippelstrom die spezifizierten Grenzen überschreitet und es zu einemTotalausfall mit Kurzschluss führt, wie imWikipediazu lesen ist.

Als der Tantalelkoetwa Anfangs der 1970er-Jahren die damalige moderne Schaltungstechnikbereicherte, kam es zunächst zur Euphorie und man verbaute diese kleinenWunderelkos in Riesenmengen in Timer- und Generatorschaltungen und auchals Block-Elkos nahe an die IC-Speisungen, bis sich die negativenErfahrungen durch Ausfälle häuften. Woher kam diese Euphorie? DerTantalelko hat eine hohe Kapazitäts-Volumen-Dichte, einen niedrigenLeckstrom und eine niedrige parasitäre Eigeninduktivität. Diese Euphorieverschwand bald, denn die Reparaturen kaputter Schaltungen lohnten sichschliesslich nicht. Die Ursache von defekten Tantalelkos ist dieschlechte Schaltfestigkeit. Das niederohmige Einschalten derBetriebsspannung bei auch noch steilen Schaltflanken vertragenTantalelkos schlecht. Der Fertigungsprozess verbesserte sich im Laufeder Jahre und trotzdem empfiehlt es sich Tantalelkos nichtunnötigerweise steilen Schaltflanken bei Spannungen auszusetzen, die inder Nähe der Nennspannung des Tantalelko liegen.

Zum Abblocken der Betriebsspannung empfiehlt sich folgende Alternative:Am Eingang der Betriebsspannung zur Leiterplatte folgt ein Elko mitrelativ hoher Kapazität bis zu 100 µF oder auch mehr. In der Nähe derICs verlötet man vorzugsweise Kerkos mit Werten um die 100 nF. Nebenbeiist dies auch etwas eine Preisfrage, weil Tantalelkos signifikant teurersind als Kerkos.

Ökologie: Ein anderer und wohl kaum weniger wichtiger Aspekt istdie Seltenheit des Rohstoffes Tantal. Man sollte wirklich nur soviel vondiesem Metall abbauen, wie es denn wirklich notwendig ist. Es kann ja sein, dass dort wo Tantal vorkommt, die(belebte) Natur in irgend einer Weise darauf angewiesen, bzw.ökologisch, wenn vielleicht auch nur sehr schwach, vernetzt ist, worüberman vielleicht noch gar nichts weiss. Diese naturorientierte Denkweisesollte je länger desto mehr für uns selbstverständlich sein oderzumindest werden...

Trotz diesen Bedenken gibt es einen wirklich sinnvollen Einsatz fürTantalelkos. Sie haben selbst bei hohen Kapazitäten relativ kleineLeckströme. Dies erlaubt es relativ hohe Werte von Zeitkonstanten zuerzeugen, wie ein Beispiel im folgenden Elektronik-Minikurs zeigt:

• 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten

Minimaler Ausgangsstrom

Für die hier verwendeten Spannungsregler 78xx, 79xx, LM317 und LM337gibt es eine minimale Stromlast ohne die die Regelschaltung nichtgarantiert einwandfrei arbeitet. Als typische Minimallast gilt 5 mA,unter strengen Worstcase-Voraussetzung sind es 10 mA. Dies ist wenig,wenn man bedenkt, dass diese Spannungsregler bei ausreichend guterKühlung dauernd 1 A (78xx) bzw. 1.5 A (LM317) liefern können. DieserMinimalstrom wird normalerweise bereits von einer LED-Betriebsanzeigesicher gestellt mit 10 bis 20 mA, wobei dies nur dann eine Überlegungwert ist, wenn die eigentliche, meist viel grössere Last, nicht stetsgewährleistet ist. Beim LM317 und LM337 ist es so, dass der Minimalstromdurch das Widerstandsnetzwerk übernommen wird, mit dem man dieAusgangsspannung definiert. Genauer, R1 (Teilbild 1.2) definiert denStrom, weil über R1 die IC-interne konstante Referenzspannung anliegt.Uref beträgt 1.25 VDC. Wenn R1 = 240 Ohm, wie von NS empfohlen, dannbeträgt der minimale Laststrom 5.2 mA (siehe hier).

Von diesen Spannungsreglern gibt es auch Lowpower-Versionen welche mit etwas niedrigerem Minimalstrom auskommen, dafür aber auch weniger Maximalstrom liefern. Ein solcher Spannungsregler wird weiter unten im Kapitel "Der kleine Bruder des LM317" thematisiert.

Maximaler Ausgangsstrom und der Second-Breakdown-Limit

Der maximale Ausgangsstrom liegt bei der 78xx- und 79xx-Serie bei 1 A, beim LM317 und LM337 bei 1.5 A. Der Kurzschlussbegrenzungsstrom ist sogar höher. Aber Achtung! Dies gilt nur innerhalb eines maximalen Spannungsabfalles zwischen dem Ein- und Ausgang des Spannungsreglers. Man nennt dies auch die Dropoutspannung UDROP. Die maximalen Werte des Dauer- und des Kurzschlussbegrenzungsstromesgilt beim LM317 nur bis zu einer Dropoutspannung von maximal 10 VDC. Istdiese höher, reduziert sich der maximale Kurzschlussbegrenzungsstromderart, dass der IC-interne Leistungstransistor innerhalb desso genannten Second-Breakdown-Limitliegt und so nicht zu Schaden kommt.

Was der Second-Breakdown-Limit (Zweiter Durchbruch) ist, wird hier nichtdetailliert thematisiert. Grob erklärt geht es darum: Je heisser imbipolaren Leistungstransistor das Silizium wird, um so niederohmigerwird dieses. Das heisst, es kann mehr Strom durch den Halbleiterfliessen. Dies ganz im Gegensatz zum Leiter, der bei Erwärmunghochohmiger wird. Die Chiperwärmung erfolgt auch bei solch winzigenFlächen leicht ungleichmässig und wenn sich auf dem Chip eine Zone mitnur etwas höherer Temperatur bildet, wird es schnell kritisch. DieseZone ist niederohmiger als der Rest der Chipfläche. Also fliesst durchdiese Zone immer mehr Strom und diese Zone heizt sich noch mehr auf undweil die restliche Chipfläche etwas kühler und hochohmiger wird,übernimmt diese immer weniger Stromanteile. Dieser Prozess schaukeltsich beschleunigend hoch. Eine positive Rückkopplung entsteht und derTransistor, hier der ganze Spannungsregler, wäre defekt, würde diesemSecond-Breakdown-Effekt nicht mittels Elektronik, die sich ebenfalls imSpannungsregler befindet, wirksam entgegen gesteuert. Diese Massnahmeexistiert in allen hier diskutierten Spannungsreglern.

Ein lustiges Experiment

Es gibt in allen diesen Spannungsreglern auch noch eineTemperaturbegrenzung. Die Chiptemperatur wird unterhalb desSecond-Break-Down-Limit so begrenzt, dass der Siliziumchip bei Überlastnie überhitzt werden kann. Dadurch entsteht eine Temperaturbegrenzung.Man kann dies selbst leicht indirekt testen. Man belastet ein 7805 beieiner Dropout-Spannung mit einigen Volt mit einem Strom von z.B. 1 A undman kühlt ihn nicht. Man beobachtet das Strommessgerät und sieht zu wiesich der Strom, kaum eingeschaltet, schnell reduziert. Dies, weil dieTemperatur an der Kühlerkontaktfläche des Spannungsreglers schnellansteigt. Bei etwa 100 Grad Celsius, oder auch etwas mehr, stabilisiertsich die Temperatur. Bläst man diese Fläche an, steigt sogleich derKurzschlussbegrenzungsstrom wieder an. Ein kurzzeitiger Gasstrahl ausder Kältespray-Dose und der volle Strom ist während ebenfalls sehrkurzer Zeit wieder da, bis sich danach die Maximaltemperatur erneutwieder eingestellt hat bei niedrigerem Strom.

LM317: Dimensionierung der Ausgangsspannung

Der LM317 hat eine interne Bandgap-Referenzspannungsquelle UREF mit einer konstanten Spannung von 1.25 VDCzwischen dem Ausgang und dem Anschluss für die Spannungsabstimmung ADJ(Adjust), bzw. über R1. Wegen dieser konstanten Spannung über R1 fliesstdurch ihn auch ein konstanter Strom IR1. Dieseraddiert sich mit dem wesentlich kleineren Strom IADJ und verursacht gemeinsam über R2 die SpannungUR2. Die konstante Ausgangsspannung addiert sichaus der Spannung über R1 und über R2. Damit wird klar, dass die minimaleAusgangsspannung Ua den Wert der internen Referenzspannung nichtunterschreiten kann. Dieser Fall tritt dann ein, wenn R2 Null Ohm ist.Es gibt allerdings einen Trick die Ausgangsspannung Ua auf 0 VDCherunterzufahren, in dem man R2 nicht mit GND, sondern mit einernegativen stabilen Referenz-Vorspannung verbindet. Damit dieLM317-Ausgangsspannung Ua nicht an Stabilität einbüsst, empfiehlt sichfür diese negative Zustatzspannung ebenfalls eine Bandgap-Referenzeinzusetzen. Wie man dies macht, liest man in diesemElektronik-Minikurs:

• LM317 runter bis Null Volt und frei definierbare Strombegrenzung
  Dieser Elektronik-Minikurs macht mehr aus dem LM317als er eigentlich kann!

Betrachten wir jetzt IR1 und IADJ. In den meisten LM317-Applikationen von NS ist R1 mit240 Ohm angegeben. Dies hat zwei Gründe: Es fliesst durch R1 ein Stromvon etwa 5 mA, der etwa dem minimalen typischen Laststrom entspricht,und der Strom ist so gross, dass sich der deutlich weniger stabile undviel niedrigere Strom IADJ kaum auswirkt. DieserStrom variiert typisch zwischen 40 und 57 µA im Temperaturbereich von-50°C und 150°C, oder im engeren praktikableren Bereich von 25°C und75°C zwischen 53 µA und 55 µA. Diese Änderung von 2 µA hat bei einemGesamtstrom von 5 mA einen Einfluss von weniger als 0.5 Promille.Dem gegenüber verändert sich die Referenzspannung im selbenTemperaturbereich von 25°C und 75°C um etwa 5 mV, was etwa 4 Promilleder Referenzspannung, also acht mal mehr ausmacht!

Wir erkennen jetzt, dass die interne Referenzspannungsquelle temperatursensitiver ist, als der Gesamtstrom durch R2, wobei natürlich auch die Spannung über R2 durch die Änderung der Referenzspannung beeinflusst wird. Konsultiert man das Datenblatt des LM317 und man vergleicht die zuständigen Diagramme, dann sieht man, dass die ADJ-strombedingte Spannungsänderung über R2 bei ansteigender Temperatur zunimmt, jedoch die Referenzspannung selbst bei ansteigender Temperatur abnimmt. Beide Effekte kompensieren sich also ein wenig, sogar ein wenig mehr, wenn man R2 (und R1) grösser wählt und bei der Last an Ua dafür sorgt, dass die Minimallast sicher nicht unterschritten werden kann.

Wir wollen es aber nicht auf die Spitze treiben, denn dieser und dieandern hier beschriebenen Spannungsregler dienen der stabilen Speisungelektronischer Schaltungen. Sie nicht vorgesehen als hochstabileReferenzspannung für messtechnische Zwecke oder Ähnlichem zu dienen.Dazu gibt es schliesslich geeignetere ICs. Mehr zum Thema hochstabileSpannungsreferenzen liest man in diesem Elektronik-Minikurs:

• Z-Diode-Erweiterungskurs und die Bandgap-Referenz

Die Berechnung der Ausgangsspannung Ua

Man beachte die Gleichung in Bild 4. In der Praxis kann man denfeinpunktierten Teil in der Berechnung weglassen. Die Exemplarstreuungder IC-internen Referenzspannung liegt zwischen 1.2 und 1.3 VDC. Diesist eine Toleranz von ±4 Prozent. Das Weglassen des schraffierten Teilesin der Formel erzeugt jedoch bloss einen Fehler der Ausgangsspannung vonmaximal -2 Prozent und typisch -1 Prozent. Auch hier gilt es,realistisch zu bleiben!

Die dick umrahmte Gleichung ist die welche man in der Praxis wirklichbenötigt, aber in kaum einem Datenblatt zu finden ist. Die reduzierteOriginal-Gleichung ist nach der gesuchten Grösse R2 konvertiert. DieBegründung, weshalb IADJ unberücksichtigt bleibenkann, gilt selbstverständlich auch hier.

LM317: Rippelspannungs- und Transientenunterdrückung und Rückfluss-Dioden

In Bild 5 ist parallel zu R2 der Elko C3 zugeschaltet. Der Herstellerempfiehlt einen Tantalelko von 10 µF. R2 und C3 wirken dabei alspassives Tiefpassfilter. R1 spielt dabei keine Rolle, weil R1 undUREF eine Konstantstromquelle bilden und die istsehr hochohmig parallel zu R2. Wäre es nämlich nicht so, wäre der LM317 eine sehr schlechte Konstantspannungsquelle und das ist er nicht.

Die Grenzfrequenz dieses passiven R2*C3-Tiefpassfilter ist also davonabhängig wie gross R2 bzw. Ua ist. Ua ist direkt proportional zu R2. Jegrösser R2 bzw. Ua ist, um so niedriger ist diese Grenzfrequenz unddaraus folgt, um so besser ist die Dämpfung der Rippelspannung imgegebenen Frequenzbereich, die von der Gleichrichtung herkommt. DerOberwellenanteil der Rippelspannung wird entsprechend stärker gedämpft.Allerdings verschlechtert sich die Dämpfung von höherfrequentenStörspannungen, falls es diese gibt, weil in diesem Bereich dieReduktion des Verhältnisses von der Closed- zu Openloop-Gain entgegenwirkt. Das ist auch der Grund, weshalb die Ausgangs-Impedanz einer jederSpannungsregelung bei höherer Frequenz ebenfalls höher ist. Darum istjede lineare Spannungsregelung auch eine Induktivität und deshalb wirddies in diesem Elektronik-Minikurs speziell thematisiert:

• Ein Spannungsregler ist auch eine Induktivität!   C2 in Bild 5 kann aus diesem Grundeine Störspannung erhöhen (Resonanz), wenn die C2-Kapazität zu niedrigist!

Der aufmerksame Betrachter hat natürlich längst die Diode D2 entdecktund fragt sich, wozu es diese jetzt auch noch braucht. Wenn Ueausschaltet und sich Ue gleichzeitig mit niedrigerer Spannung als Uareduziert, dann wissen wir jetzt, dass die Rückfluss-Diode D1 in Aktionkommt. Ebenso ergeht es D2. C3 entladet sich über D2 und D1 in RichtungUe. Ohne D2 würde sich C3 zum Teil über den ADJ-Eingang in den LM317entladen, was dem LM317 nicht so besonders gefällt...

Zum Schluss dieses Kapitels zu Bild 5 sei noch erwähnt: Man nehme für D1 und D2 unbedingt keine Kleinsignaldioden, wie 1N914 oder 1N4148! Besonders D1 kann im ersten Rückstrommoment zerstört werden, weil der Spitzenstrom zu gross sein könnte. Die angegebenen Kleinleistungsdioden 1N4002 sind für diesen Zweck gerade richtig und sehr preiswert.

LM317/LM337: Symmetrische Ausgangsspannung

Bild 6 zeigt ein fertiges nachbaubares Schaltungsbeispiel. Es ist einNetzteil mit einer positiven und einer negativen Ausgangsspannung.Verwendet wird ein LM317 und sein komplementärer "Bruder" LM337. DieAusgangsspannungen +Ub und -Ub können an R3 und R4, zwischen +12 VDC und+15 VDC und zwischen -12 VDC und -15 VDC abgeglichen werden. Dermaximale Ausgangsstrom beträgt je 1 A. Hinzugekommen ist der Trafo, derBrückengleichrichter GL und die beiden Glättungselko C1 und C2.

Betreffs Ausgangsspannungen +Ub und -Ub kann man auch ganze andereBereiche dimensionieren. Es kommt ganz auf den Anwendungszweck an.Früher als man analoge Schaltungen meist mit ±12 VDC oder ±15 VDCspeiste, war ein solches kleines zusätzliches Netzgerät im Labor oftwillkommen. Es empfehlen sich für R3 und R4 10- oder20-Gang-CERMET-Trimmpotmeter für den präzisen Abgleich. Will man einengrösseren Spannungsbereich einstellen, reduziert man entsprechend R2 undR5, wobei man die Werte von R3 und R4 erhöhen muss.

Wir kommen zur Berechnung von R1, R2 und Trimmpotmeter R3. DieseBerechnung gilt ebenso für R6, R5 und Trimmpotmeter R4. Es gilt daher R1= R6, R2 = R5 und R3 = R4. Da wir mit dem Trimmpotmeter 12 VDC bis 15VDC sicher einstellen wollen, bezieht sich der zu berechnende Bereichder Ausgangsspannung auf 11 VDC bis 16 VDC. Es folgt die Berechnung desPotmeters R3:

   R3_min = ((Ub_min / U_ref) - 1) * R1
   R3_min = ((11V / 1.25V) -1) * 240 Ohm = 1.872 k-Ohm

   R3_max = (((Ub_max / U_ref) -1) - ((Ub_min / U_ref) -1)) * R1
   R3_max = (((16V / 1.25V) -1) - ((11V / 1.25V) -1)) * 240 Ohm = 960 Ohm

Da es kein Potmeter mit einem Wert von 960 Ohm gibt, müssen wir R3 (R4)aufrunden auf 1k-Ohm. Dadurch erhöhen sich R1 (R6) von 240 Ohm auf 250Ohm (1%-Typ = 249 Ohm) und R2 (R5) auf 1.95 k-Ohm (1%-Typ = 1k96).

Umschaltbare Ausgangsspannung: Teilbild 6.1 zeigt eine Methode,wie man mit einem zweipoligen EIN/AUS-Kippschalter die Ausgangsspannungzwischen ±12 VDC und ±15 VDC umschalten kann. Für ±15 VDC wirken R2aplus R3a und R5a plus R4a und für ±12 VDC wirken, zusätzlich parallelgeschaltet, R2b plus R3b und R5b plus R4b. Man kann damit natürlich auchandere Spannungswerte umschalten, entsprechend anderer Widerstandswerte.Wichtig dabei ist, dass die höhere Spannung immer direkt erzeugt wirdmit der Verbindung zwischen dem ADJ-Anschluss beim LM317 und LM337 viaR2a plus R3a und R5a plus R4a nach GND. Die niedrigere Spannung erfolgtdurch die Parallelschaltung mit dem Kippschalter von Rb puls R3b und R5bplus R4b.

Eine Umschaltmethode, wodurch die Verbindungzwischen ADJ und GND kurzzeitig unterbrochen wird durch einenzweipoligen Kipp-Umschalter, ist nicht zulässig, weil dies, auch wennsehr kurzzeitig, ±Ub für eine z.B. zu testende Schaltung zu starkerhöht. Thermisch bedingte Defekte treten dabei kaum auf, jedoch solchedurch Überspannung (z.B. Opamps).Das letzte Kapitel "LM317: Korrektes Umschalten mit unabhängigenAbgleich von +Ub" thematisiert eine elektronische Methode von zwei,drei oder auch mehrerer Ausgangsspannung auf dem elektronischen Weg, beidem es zu keinem Unterbruch der Regelfunktion kommt.

Dioden D5 und D6 wozu? Die Funktion der Schutzdioden D1, D3 sindbereits weiter oben mitBild 5und Text erklärt (Dioden D1 und D2). Was dort gilt, gilt auch hier in Bild 6,erweitert mit dem LM337 mit D2 und D4.

Welchen Zweck erfüllen die in Sperrrichtung geschalteten Dioden D5 undD6 an den Ausgängen der positiven (+Ub) und der negativenBetriebsspannung (-Ub). Diese Dioden dienen einer weiterenSchutzfunktion. Angenommen es gibt einen Kurzschluss zwischen +Ub und-Ub, dann wird der Stromfluss auf den Wert des Spannungsreglers mit demetwas niedrigeren Begrenzungsstrom limitiert. Es gilt das Prinzip desschwächeren Gliedes einer Kette und dies bedeutet, dass der stärkereSpannungsregler seine noch immer voll anliegende Ausgangsspannung demschwächeren Spannungsregler "aufdrängt" und dieser verabschiedet sichmit grosser Wahrscheinlichkeit in die ewigen Elektronenjagdgründe.Getreu dem Grundsatz, dem Schwächeren beizustehen, sind diese beidenDioden D5 und D6 eingebaut. Dass dies ebenfalls keine Kleinsignaldiodensein dürfen, versteht sich von selbst!

Angenommen der LM317 hat (herstellungsbedingt) den etwas höherenBegrenzungsstrom als der LM337. Ohne D6 würde von +Ub nach -Ub in denLM337 der Begrenzungsstrom des LM337 fliessen. Dadurch würde an -Ub dievolle positive Spannung von +Ub anliegen und der Spannungsabfall(Dropout-Voltage) über dem LM337 wäre gefährlich hoch. Diode D6vermeidet dies. Sobald an -Ub eine Spannung von etwa +0.8 VDC auftritt,leitet D6 und der Strom aus +Ub fliesst mit dem Begrenzenstrom des LM317über D6 in den GND-Pfad zum Mittelpunktanschluss des Trafo zurück.

Der LM337 begrenzt dabei mit seinem, im vorliegenden Beispiel, etwasniedrigeren negativen Begrenzungsstrom, der vom +Ub über -Ub in seinenAusgang fliesst. Die Sache bleibt für den LM337 ungefährlich, weil D6die inverse Spannung an -Ub eben auf etwa +0.8 VDC begrenzt. D5 wirktfür den umgekehrten Fall, wenn LM337 stärker ist als LM317. Auch hierwieder: Einfache Massnahme mit grosser Wirkung! Da der Begrenzungsstromgrösser als 1 A ist, sollten für D5 und D6 3-Ampere-Typen, z.B. 1N5403verwendet werden.

Kühlkörper

Die Berechnung der Kühlkörper ist nicht Gegenstand dieses Elektronik-Minikurses. Es gibt allerdings einen kleinen praxisbezogenen Beitrag zum Thema Kühlung von Halbleitern im Elektronik-Minikurs:

• Einfaches Labornetzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe
  Siehe Kapitel "Grundlegendes zur Kühlung von T1", "Die Kühlung von T2" und "Kühlkörper-Online-Berechnungsprogramme"

Überdimensionierung von Dioden

Es ist natürlich wieder einmal der aufmerksame Leser dem auffällt, dassdie Dioden D1 bis D6 und der Gleichrichter GL hohe Sperrspannungenaufweisen. Wozu? Ganz einfach, sie sind kaum teurer als solche mitniedrigeren Sperrspannungen. Dafür erhöht sich jedoch dieBetriebssicherheit. Früher lötete man oft zu den Dioden desBrückengleichrichters parallelgeschaltet Kondensatoren im nF-Bereich.Diese dienten dazu hohe Spannungstransienten, zum Schutze desGleichrichters, zu unterdrücken. Wenn jedoch ein Gleichrichter gleichdie zehnfache Spannung der Sekundärspule des Trafos aushält, kann mangetrost auf diese Schutzkondensatoren verzichten, wie es heute meistüblich ist. Der Gleichrichter mit einer Sperrspannung von 380 VAC istnur etwa 12% teurer als jener mit bloss 80 VAC. Die vier Kondensatorenwären teurer als der Preisunterschied ausmacht und sie würden zusätzlichPlatz benötigen.

Es gab zu diesem Kapitel am 09.02.2012 im ELKO-Forum eine Lesermeinungmit dem Titel Netzgleichrichter-Überdimensionierung.

Die Sicherung Si

Bei vollständigem Kurzschluss von beiden Ausgangsspannungen, fliesst eindurch LM317 und LM337 begrenzter Strom der zunächst deutlich grösser istals der Trafo auf die Dauer aushält. Das kommt davon, wenn dieDropoutspannung des LM317 und LM337, wegen der Belastung des Trafosrelativ niedrig ist. Bei z.B. 15 VDC sind das knapp 2 A. Man beobachtedies im DiagrammCurrent-Limit.

Trotz ausreichender Kühlung steigt die Chip-Temperatur und derKurzschlussstrom sinkt, damit der SOAR-Wertin keinem Leistungsmoment überschritten wird. Wenn der Strom einengewissen Wert, unterschreitet, reduziert dies auch den Primärstromsoweit, dass die Sicherung nicht unterbricht. Wenn die Kühlunggrosszügig dimensioniert ist, erfolgt die Temperaturzunahme nur langsamund dies erhöht die Chance, dass die Sicherung unterbricht. Das ist dieeigentlich die bessere und sichere Lösung.

Geschieht ein Kurzschluss im Bereich von Gleichrichter GL und LadeelkosC1 und C2, trennt die Sicherung den Primärstromkreis sofort. DieSicherung sollte superträge (TT) sein, damit sie den Einschaltstromstossdes Trafo dieser Leistungsklasse sicher überlebt. Für die maximaleTrafoleistung von 63 VA, genügt eine TT-Sicherung mit 300 mA. 400 mAgeht auch, weil es ist die Überlast, die zählt. Bei grösseren Trafos,vor allem mit Ringkerntrafos, empfiehlt sich eine elektronischeEinschaltstrombegrenzung, wie dies in den folgenden zweiElektronik-Minikursen beschrieben ist:

• Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos
• Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos, ohne Trafo-Sekundärspannung

Kaltleiter anstelle der Sicherung

Anstelle einer Schmelz-Sicherung kann man ebenso einen so genanntenKaltleiter(Leistungs-PTC) einsetzen. Man beachte in dieser Wiki-Seite speziell dasKapitel "Bariumtitanat" mit dieser charakteristischenKennlinieeines PTC-Kaltleiters. Im vorliegenden Fall muss dieser PTC bei etwa 300bis 400 mA den Widerstand-Temperaturknick aufweisen. Der PTC beginntsich bei diesem Strom so sehr zu erwärmen, dass sein Widerstandplötzlich extrem nichtlinear und steil in Funktion der Temperaturzunahmeansteigt. Der PTC wird so hochohmig und der Strom nimmt so sehr ab, sodass sich seine Temperatur auf einen vom Hersteller angegebenen Wertstabilisiert. Der Wert liegt meist bei etwa 120 bis 150°C. Der Stromwird so niedrig, dass dieser für Trafo und Netzteil kein Risiko mehrdarstellt. Nach Abschaltung des Netzteiles kühlt sich der PTC wieder abin den niederohmigen Zustand und so erfüllt er erneut seine Aufgabe alsunzerstörbare Sicherung. Vorausgesetzt, der Störfall ist beseitigt.Wichtig ist noch, dass der PTC die 230VAC-Netzspannung aushalten muss.

Ein Elektronik-Minikurs bei dem sogar zwei PTCs zum Einsatz kommen:

• Automatische Netzspannungsumschaltung für Trafos

Berechnung der Gegenkopplung von Spannungsreglerschaltungen

Es liegt weit zurück in den 1990er-Jahren, als ichElektronik-Berechnungsprogramme für den ATARI-ST entwickelte unter demBetriebssystem TOS-1.04. Diese Programme und mehr stehen dem(Ex-)ATARIaner, der unter MacOSX, Linux oder Windows-PC einATARI-(ST)-Emulator benutzt, zum Download zur Verfügung. Ich verwendeals Emulator den HATARI von Thomas Huth unter MacOSX. Zunächst ein BildzumLM317/LM337-Berechnungsprogramm für den ersten Eindruck. Jemand anders hatte u.a. dieses Programm unterTOS-2.06 erfolgreich getestet. Alle wichtigen Details erfährt man hier:

• ATARI-ST: Elektronik-Rechenprogramme, Schaltschema-Zeichnungsprogramm

• LM317-Rechner von Prof. Jürgen Plate
    Mit Anwendungsbeispielen...
• 
  
• LM317-Rechner by WeTec
    Enthält viele weitere Programme...
• 
  
• LM317-Rechner mit Widerstandstabelle
    Interessante und abwechslungsreiche Home-Seite

Zusätzlicher Spannungsregler mit Vorwiderstand?

Schon oft wurde im ELKO-Forum gefragt, wie man einen zusätzlichen Spannungsregler mit deutlichniedrigerer Spannung als die Hauptspannung beträgt, dimensioniert. Wiedas gemeint ist, zeigt Bild 7, eine Erweiterung von Bild 6, mit derBeschaltung eines 5V-Spannungsreglers in der Lowpower-Version L78L05, dertheoretisch maximal 100 mA liefern kann. Weil, im vorliegenden Beispiel,bei +Ub = 15 VDC und ohne den Vorwiderstand Rv, eine Spannung von 10 VDCüber dem Spannungsregler abfällt und deshalb die Verlustleitung relativgross ist, gibt es die Möglichkeit die Verlustleistung des L78L05 auf Rvund L78L05 aufzuteilen. Ob das Sinn machen wird oder nicht, kündet sichbereits im Fragezeichen am Schluss des Untertitels an. Wir werdensehen...

Wir berechnen den Fall +Ub = +15 VDC, +Ubx = +5 VDC und der Strom füreine mit + 5 VDC gespeiste Schaltung beträgt Ibx = 50 mA. DieDropoutspannung zwischen Ein- und Ausgang des L78L05beträgt ohne Rv 10 VDC. Dies erzeugt eine Verlustleistung von 500 mW imL78L05. Der L78L05 im TO92-Gehäuse hat einen thermischen Widerstand von200 K/W (junction-umgebung). Bei 500 mW liegt die Chiptemperatur bei 100°C über der Umgebungstemperatur. Beträgt diese in einem Gerätegehäuse 40°C, liegt die Chiptemperatur bei 140 °C. Das überschreitet den Wert desAbsolut-Rating um 15 ºC.

Wir dimensionieren Rv so, dass sich die gesamte Verlustleistung beieinem Nennstrom von 50 mA auf Rv und L78L05 je etwa zur Hälfte aufteilt.Man muss also dafür sorgen, dass sich über Rv und über dem L78L05 gleichviel Spannung verteilt. Das sind bei +Ub = 15 VDC je 5 VDC. Mit einerSpannung über Rv von 5 VDC und einem Strom Ibx von 50 mA beträgt Rv =100 Ohm. Siehe Formelbox in Bild 7. Die Verlustleistung verteilt sichauf Rv und L78L05 zu je 250 mW. Damit hat man eine gewisse Reserve. Dermaximal zulässige Strom Ibx am Ausgang des L78L05 beträgt jetzt 80 mA.Bei diesem Strom erhöht sich die Spannung über Rv auf 8.0 VDC und dieDropoutspannung über dem L78L05 reduziert sich auf 2.0 VDC. Das istknapp etwas mehr als die minimale Dropoutspannung des L78L05 bei 100 mA.Die Verlustleistung des L78L05 beträgt dabei nur 160 mW (2V*80mA), beimRv von 100 Ohm sind es allerdings 640 mW (8V*80mA). Dies setzt für Rveinen Widerstand mit einer Leistung von 1 W voraus. Das ist aber nochnicht alles...

Betrachten wir die Situation der Verlustleistung bei Kurzschlusszwischen +Ubx und GND. Über Rv liegt die Spannung von +Ub minus dieDropoutspannung des L78L05. Das sind also etwa 13 VDC. Das ergibt einenStrom von 130 mA (13V/100 Ohm). Da die Verlustleistung beim L78L05 nuretwa 260 mW beträgt und die Dropoutspannung sehr niedrig ist, hat dieFoldbackcharakteristik der IC-internen Strombegrenzung keine Wirkung. Eskommt noch dazu, dass der Spitzenstrom gemäss Datenblatt bei etwa 150 mAliegt. Daher wirkt in diesem Fall Rv strombegrenzend, weil er für einenLimit von nur 130 mA sorgt. Seine Verlustleistung beträgt 1.69 W(13V*0.13A). Das bedeutet, für einen dauerhaften Kurzschluss ist ein2W-Widerstand einzusetzen.

Zusammenfassung: Für den reinen Betriebszustand mit +Ibx = 50 mA genügtein Vorwiderstand Rv mit einer Leistung von 0.5 W. Für einen etwashöheren Strom bis 80 mA fällt die Wahl auf 1 W und für dieWorstcase-Situation mit einem Kurzschluss zwischen +Ubx und GND muss es2 W sein!

Fazit: Der langen Rede kurzer Sinn. Bei all dieser Argumentation mussman sich die Frage stellen, ob es nicht sinnvoller ist anstelle deskleinen L78L05 den grossen Bruder L7805 einzusetzen und damit kann manauf Rv verzichten. Man gewinnt auch platzmässig kaum etwas mit derLowpower-Version, weil der kleine L78L05 und der Vorwiderstand Rv miteiner Nennleistung von 2 W mindestens gleich viel, wenn nicht sogar mehrPlatz benötigt.

Sollte man den L7805 im TO220-Gehäuse mit einem kleinenAufsteck-Kühlkörper kühlen? Dazu ein paar Überlegungen. Der L7805 imTO220-Gehäuse hat einen thermischen Widerstand von 65 K/W. Wenn wir nun+Ibx von 50 mA auf 100 mA verdoppeln, erhöht sich die Verlustleistungdes L7805 auf 1W (10V*0.1A). Bei einer Umgebungstemperatur von z.B. 40°C erwärmt sich der Chip des L7805 gerade auf 105 °C. Wie man sieht,noch keinen Grund den L7805 zusätzlich zu kühlen. Mit einem kleinenAufsteck-Kühlkörper kann der Strom wesentlich erhöht werden.

Man muss sich dann aber bewusst sein, dass sich der Gesamtwirkungsgraddes Netzteiles signifikant verschlechtert. Dies lässt sich allerdingsvermeiden, wenn man die moderne geschaltete7805-DC/DC-Wandlerversion von RECOMeinsetzt. Wobei man da auch wieder bedenken muss, dass dadurch ±Ub miteinem hochfrequenten Pegel gestört werden kann, der, je nachdem was ±Ubspeist, auch die nachfolgende Schaltung stören kann. LC-Tiefpassfilterkönnen dabei hilfreich sein, wobei zu bedenken ist, dass dies wegen demohmschen Widerstandsanteil der Drossel L, die Stabilität von +5 VDCleicht verschlechtert. Es kommt dabei auf die Anwendung an.

LM317/LM337: Asymmetrische Ausgangsspannung für Spezialeinsätze

Spezialeinsätze sagt schon alles. Es dürfte eher die Ausnahme sein, dassman so etwas braucht. Diese Ausnahme gibt es im Elektronik-Minikurs:

• Vom Operationsverstärker biszum Schmitt-Trigger, kontinuierlich einstellbar. Eine Demoschaltung!

Dieses Thema kommt dort in den Kapiteln "Die Demoschaltung","Die exakte Darstellung" und "Die alternativeDemoschaltung" zur Geltung. Diese spezielle zusätzlicheNetzteilschaltung ist dann interessant, wenn man mit Opamps arbeitenmuss oder will, die ausgangsseitig nicht rail-to-rail-fähig sind und esdarauf ankommt, dass am Ausgang des Opamp eine Amplitudenbegrenzungsymmetrisch erfolgt und - geeignet für eine Demo - auch sauber aussieht.Da verhalten sich die Opamps, je nach Fabrikat und Typ doch sehrunterschiedlich.

In Bild 8 werden zwei Möglichkeiten gezeigt, die beide fast das selbetun: Sie symmetrieren die Spannungsbegrenzung bei einem Opamp der nicht rail-to-rail-fähig ist. Und trotzdem gibt es einen signifikantenUnterschied:

Die Teilbilder 8.1 bis 8.3 beinhalten jeweils links die Schaltung undrechts das zugehörige Spannungsdiagramm. Die Nummern der Teilbilderstehen auf den dicken Pfeilen. Teilbild 8.1 zeigt die bekannte undeinfache nichtinvertierende Verstärkerschaltung. Verstärkt wird eineDreieckspannung welche bei der positiven und negativen Maximalspannungbegrenzt wird. Das Diagramm zeigt allerdings eine starke Asymmetrie. Diepositive Spannung wird 2 VDC unterhalb der Betriebsspannung von +11 VDCbegrenzt. Die negative kann hingegen ausgesteuert werden bis zurnegativen Betriebsspannung von -11 VDC. Das ist etwa das Verhalten desberühmten Quad-Opamp LM324, dessen Schaltung identisch ist mit demDual-Opamp LM358. Während die maximale Ausgangsspannung dieser Opamps bei1.5 VDC unterhalb der positiven Betriebsspannung liegt, liegt diese beimfiktiven Opamp in Bild 8 einfachheitshalber bei 2 VDC. Diese Spannungvon 1.5 VDC oder 2 VDC ist unabhängig von ±Ub. Sie ist bedingt durch dieSchaltung der Ausgangsstufe. Beim LM324 bzw. LM358 ist es eineDarlingtonstufe mit den Transistoren Q5 und Q6, wie man dies leicht imLM324-Datenblattauf Seite 4 erkennt.
LM324-Datenblätter gibt es einige vonunterschiedlichen Firmen. Dieses LM324-Datenblatt ist vom LM324-ErfinderNS den es längst nicht mehr gibt. Warum ich dieses Datenblatt wähle,erkennt man ab Seite 7 mit den vielen nützlichen Application-Notes bisund mit Seite 13. NS zeichnete sich besonders aus in Bezug aufKundennähe und sehr guter technischer Unterstützung, das stets auch anspeziellen Seminaren zum Ausdruck kam.

Warum hier in Bild 8 eine kuriose Betriebsspannung von ±11 VDC und nichtwie üblich ±12 VDC oder ±15 VDC zur Anwendung kommt, werden wir nochsehen. In der selben Schaltung in Teilbild 8.2, ist Uref anstatt auf GNDauf -1 VDC referenziert. Das Ergebnis ist eine symmetrisch begrenzteAusgangsamplitude von ±10 VDC. Allerdings nicht auf GND, sondern auf -1VDC bezogen. Für manche Anwendungen taugt diese Methode. Allerdings dannnicht, wenn Ue und Ua auf dem selben Potenzial referenziert sein müssen.Genau das ist der Fall in der Anwendung des weiter oben genanntenLink.

Die Problemlösung unter Teilbild 8.3 ist anders. Die Schaltung, welchevon diesem Problem befreit werden soll, bleibt unverändert. Es gibt alsokein Eingriff betreffs der Referenzspannung noch sonst irgend etwas. DieProblemlösung geschieht mit einem zusätzlichen kleinen Netzteil, daszwischen dem Hauptnetzteil oder Hauptnetzgerät mit ±15 VDC und dernachfolgenden Elektronik geschaltet wird. Wenn die Schaltung, welche mitdiesem zusätzlichen Netzteil betrieben wird, nur wenig Leistungverbraucht, wie zutreffend im oben genanntenLink, genügen als Spannungsregler die kleinen Brüder des LM317 und LM337,nämlich die beiden LM317LZ und LM337LZ (siehe ganz oben "Einleitungund Datenblätter").

Wir kommen jetzt zur Überlegung, warum es ±15 VDC beim externen Netzteilsein muss. Man sollte beim LM317LZ und LM337LZ mit einer maximalenDropoutspannung von 2 VDC auch bei sehr kleinen Strömen rechnen. Leiderist das Datenblatt zum LM337LZ im Vergleich zum LM317LZ sehr schwach. Eshat keine Diagramme. Speist man von aussen mit ±15 VDC, kann man mit demTrimmpotmeter P eine maximale Asymmetrie von +13VDC/-9VDC oder+9VDC/-13VDC einstellen. Dieser Bereich ist für den hier beabsichtigtenZwecksicher gross genug.

Widerstand Rx: Man muss noch daran denken, dass der Betriebsstromder angeschlossenen Schaltung zu niedrig sein kann und dieseSpannungsregler regeln nicht mehr. In diesem Fall sollte man mitparallel geschaltenen Widerständen dafür sorgen, dass der Strom etwa 3 mAsicher nicht unterschreitet. Je nach Anwendung empfiehlt sich für P ein10- oder 25-Gang-Potmeter für einen Feinabgleich. In der weiter obenangedeutetenAnwendungtrifft dies zu.

Berechnung des Ausgangsspannung-Bereiches:

Zuerst die Formel für die Berechnung des Vorwiderstandes R3 und R4.Gegeben ist die Referenzspannung U_ref mit 1.25 VDC. U_ref liegt stetszwischen dem Ausgang und dem Adjust-Anschluss des LM317, bzw. LM337.Zwischen diesen beiden Anschlüssen liegt R1, bzw. R2. R1 und R2 sindvorläufig ebenfalls vorgegeben mit 240 Ohm gemäss Datenblatt.

   R3 = ((Ub_min / U_ref) - 1) * R1
   R3 = ((10V / 1.25V) -1) * 240 Ohm = 1.68 k-Ohm
   R2 = R1    ;    R4 = R3

Es folgt die Berechnung des Potmeters P:

   P = (((Ub_max / U_ref) -1) - ((Ub_min / U_ref) -1)) * R1
   P = (((12V / 1.25V) -1) - ((10V / 1.25V) -1)) * 240 Ohm = 384 Ohm

Da es kein Potmeter mit einem Wert von 384 Ohm gibt, müssen wir Paufrunden auf 500 Ohm oder abrunden auf auf 250 Ohm. Bei 500 Ohm erhöhensich R1 (R2) von 240 Ohm auf 312.5 Ohm (1%-Typ = 316 Ohm) und R3 (R4)auf 2.19 k-Ohm (1%-Typ = 2k21). Bei 250 Ohm reduzieren sich R1 (R2) von240 Ohm auf 156.25 Ohm (1%-Typ = 158 Ohm) und R3 (R4) auf 1.09 k-Ohm(1%-Typ = 1k1). Es gilt ganz einfach, dass sich die Werte von R1 (R2),R3 (R4) mit dem selben Quotienten ändern wie P/P_vorher.

Was ist besser, R1 (R2) auf- oder abrunden? Dazu werfen wir einen Blickin das Innenleben desLM317L(Z)-Datenblattesauf Seite 6. Die Schaltung mit den beiden Transistoren Q9 und Q10und dem ADJ-Anschluss dient alleine der Spannungseinstellung an OUT. Sowie ich das sehe, darf man R1 (zwischen ADJ und OUT) durchaus höherwählen als diese 240 Ohm, wie dies jede LM317- und LM337-Application vonNS zeigt. Die gesamte Schaltung des LM317 (und des LM337) wird durch dieDropoutspannung zwischen IN und OUT betrieben. Der maximale ADJ-Strombeträgt 0.1 mA. Der Strom durch R1 beträgt 5.2 mA, wenn R1 = 240 Ohm.Der Spannungsfehler an OUT, verursacht durch den ADJ-Strom, beträgt 1.9%.

Wählt man R1 doppelt so hoch, verdoppelt sich der Spannungsfehler auf3.8 %, weil sich der Strom durch R1 halbiert. Betrachtet man dieADJ-Stromänderung im Temperaturbereich von 0 °C und 50 °C von nur 7 µA(Diagramm: "Adjustment-Current"), beträgt der temperaturbedingteSpannungsfehler nur 0.13 % (R1 = 240 Ohm) und 0.26 % (R1 = 480 Ohm).Diese Werte zeigen ganz einfach, dass man es nicht übertreiben soll mitder Erhöhung von R1. Jedoch mindesten der doppelte Wert ist problemlosund deckt so die Erhöhung des errechneten Widerstandswertes des PotmeterP auf den nächsten erhältlichen Wert ab. Der umgekehrte Weg derReduktion von R1 ist natürlich ebenso möglich.

Warum immer diese 240 Ohm für R1 in den LM317-/LM337-Applikationen vonNS? Er garantiert an OUT einen minimalen Strom von etwa 5 mA. 4 mA sindnötig bis zur maximal zulässigen Dropoutspannung von 40 VDC. Bis maximal20 VDC genügen allerdings auch 2 mA, gemäss Diagramm "MinimumOperating-Current". Soviel zum Thema, wenn eine batteriebetriebeneLowcost-Anwendung wichtig ist. Wenn wegen eines höheren R1-Wertes derminimale Strom, trotz angeschlossener Schaltung an OUT, unterschrittenwird, muss ein entsprechender Belastungswiderstand Rx zwischen OUT undGND parallel geschaltet werden.

LM317 als Konstantstromquelle mit Rückfluss-Dioden

In diesem Kapitel befassen wir uns mit dem Spannungsregler LM317 alsKonstantstromquelle. Grundlage zu dieser Schaltung inBild 9 gab es früher in Form einer guten Applicationnote von NS. Seit TIdiese Analog-Produkte von NS übernommen hatte, sind viele sehr guteApplication-Notes verschwunden. Offenbar regiert bei TI vordergründigdas $-Symbol und da lohnt sich die Pflege dieser Qualität nicht mehr.Sollte ich mich irren, lasse ich mich gerne vom Gegenteilüberzeugen.

Teilbild 9.1 zeigt das Prinzip und Teilbild 9.2 eine kompletteSchaltung. Zwischen dem Ausgang Vo und dem Steuereingang A (Adjust) desLM317 liegt die konstante Referenzspannung von 1.25 VDC. Bei derAnwendung als Spannungsregelschaltung spielt R1, der stets zwischen denAnschlüssen Uo und A liegt, die wichtige Rolle zur Erzeugung derstabilen Ausgangsspannung. Diese Spannung ergibt sich aus der Summe derReferenzspannung über R1 und der Spannung über R2 (Bild 4).

Die Dimensionierung von R1 muss gewisse Kriterien erfüllen, die imKapitel "LM317: Dimensionierung der Ausgangsspannung" ausführlichbeschrieben sind. Eines dieser Kriterien gilt auch hier. R1 kann mannicht beliebig gross und damit den Konstantstrom beliebig niedrigwählen. Missachtet man diese Vorschrift, arbeitet die Regelung nichtmehr stabil. Gemäss Datenblatt soll man R1 nicht grösser als 240 Ohmwählen, was einem minimalen Laststrom von etwa 5 mA entspricht. Alstypischer Wert gilt 3.5 mA für den LM317 und LM117. Der maximale Wertist beim LM317 mit 10 mA und beim LM117 mit 5 mA angegeben. Wobei dieseWerte definiert sind bei einer Dropoutspannung von 40 VDC. Siehe"Minimum Load Current" unter "Electrical Characteristics". Damit man esjedoch mit dem Maximalwert (Worstcase) nicht allzu ernst nimmt,empfiehlt es sich das Diagramm "Minimum-Operating-Current" imLM317-Datenblatt von NS anzugucken:

Man kann in der Regel davon ausgehen, dass 240 Ohm (oder 270 Ohm aus der5%-Reihe) für R1 die richtige Wahl ist. Trotzdem lohnt es sich diesesDiagramm genau zu studieren, denn bei nur niedriger Dropoutspannung darfman den minimalen Konstantstrom durchaus noch etwas nach untenkorrigieren um, wenn erwünscht, einen niedrigeren Konstantstrom zuerzeugen. Leider sagt dieses Diagramm nichts über die Streuung aus undein spezielles Diagramm dafür gibt es nicht.

Für niedrige Konstantströme gibt es geeignetere Lösungsansätze. Ichempfehle dazu meine folgenden Elektronik-Minikurse in:

• Die Transistor-LED-Konstantstromquelle
• 
  
• Der Transistor-LED- und der FET-Konstantstromzweipol

Der minimale Wert von R1 ergibt sich aus dem maximal möglichen Strom derdie integrierte Schaltung liefern kann. Beim LM317T sind dies 1.5 A,wobei die Verlustleistung nicht grösser als 15 W sein darf. Der minimaleWert von R1 beträgt somit 0.8 Ohm. Man bedenke, dass dabei ein kleinerWiderstand nicht mehr genügt, denn es wird immerhin eine Leistung von 2Watt "verbraten". Man sollte es mit einem LM317 allerdings auch nichtübertreiben. Selbst bei wirklich ausreichender Kühlung des LM317 sollteein Wert von 1 A nicht wesentlich überschritten werden.

RL darf einen Wert haben zwischen Null Ohm und demWiderstandswert, bei dem der Strom Ia eine so hohe Spannung über RL bewirkt, dass der minimal zulässigeSpannungsabfall (Dropout) zwischen Vi und Vo gerade noch nichtunterschritten wird. Dieser Wert ist strom- und temperaturabhängig. Mehrdazu im LM317-Datenblatt das Diagramm "Dropout-Voltage". Will manauf Nummer Sicher gehen, wählt man eine Dropoutspannung von minimal 2.5VDC.

Der aufmerksame Leser fragt sich bestimmt, wozu die beiden Dioden D1 undD2 und die Kapazität CL gut sein sollen und warumdie Verbindung zu diesen Bauteilen gestrichelt eingezeichnet sind. Nun,es könnte durchaus sein, dass die Schaltung, welche mit derLM317-Stromquelle betrieben wird, auch eine nicht zu vernachlässigendekapazitive Last enthalten kann. In diesem Fall und bei plötzlichemSpannungsausfall an Ue, fliesst der Strom iC3 vonCL über D2 und D1 nach Ue zurück und nicht durchden Spannungsregler. Dies könnte den LM317 zerstören, wie wir bereitsweiter oben erfahren haben. Warum die BezeichnungiC3 und nicht iCL? CL inTeilbild 9.2 hat bei dieser Überlegung die selbe Bedeutung wie C3 inBild 5.

LM317L, der kleine Bruder des LM317

Der LM317L ist der kleine Bruder des LM317. Anstatt ein TO220- genügtihm ein TO92-Gehäuse, das Gehäuse das sonst kleine Transistoren fürniedrige Kollektor- (BJT) oder Drainströme (JFET, MOSFET) und niedrigeLeistungen zulässt. Während der LM317 im TO220-Gehäuse einen Strom von1.5 A und eine Verlustleistung bis zu 15 W, bei ausreichender Kühlung,ertragen kann, liegen diese Werte beim LM317L bei etwas mehr als 100 mAund bis zu maximal 600 mW. Die maximalen Stromwerte sind abhängig vonDropoutspannung und dafür gibt es im LM317L-Datenblatt das DiagrammCurrent-Limit. Dies bedeutet, dass die Betriebsströme unterhalb dieser Grenzwerteliegen müssen, damit es noch nicht zur Strombegrenzung kommt. BeideSpannungsregler haben die Eigenschaft der internen Leistungsbegrenzung.Damit wird sichergestellt, dass der interne Leistungstransistorinnerhalb des betriebssicheren Bereichs Safe Operating Area (SOAR)arbeitet.

Der scheinbare Min-Max-Widerspruch: Vergleichen wir noch ein paarweitere Werte. Der minimal notwendige Laststrom, damit dieSpannungsregelung erst einwandfrei arbeiten kann, liegt bei maximal 10mA (LM317) bzw. 5 mA (LM317L). Dieser Satz wirkt mit dem 'minimal' und'maximal' widersprüchlich, darum ein paar Worte. Es bedeutet, dass einminimaler Strom nötig ist, aber dieser minimale Strom durch dieExemplarstreuung einen maximalen Wert hat und mit diesem sollte man ausWorstcaseüberlegungen rechnen. Es gibt im Datenblatt auch einentypischen Wert, der bei 3.5 mA (LM317) bzw. ebenfalls 3.5 mA (LM317L)liegt. Der Strom der durch den Steuereingang (Adjust) fliesst, liegt beibeiden Spannungsreglern bei maximal 100 µA. Typisch sind es 50 µA. SieheDiagrammAdjustment-Current.

Es stellt sich die Frage, ob der grosse Bruder (LM317) mehrEigenleistung verbraucht als der kleine (LM317L)? Unter Eigenleistungist nicht die Verlustleistung, die das Produkt aus Dropout-Spannung undStrom Ia bildet, zu verstehen, sondern die Leistung die derSpannungsregler für seinen Betrieb auch dann benötigt, wenn gar keineLast am Ausgang angeschlossen ist. Das ist schnell beantwortet, weileine nichtangeschlossene Last kann es gar nicht geben, wie wir bereitswissen. Es braucht für den Betrieb mindestens 5 mA (Worstcase 10 mA).Dieser Strom fliesst in den Eingang hinein und vom Ausgang hinaus. Esgibt ganz einfach eine Abzweigung von etwa 5 mA (10 mA) in die Schaltungdes Reglers hinein und dann wieder hinaus. Nur ein sehr kleiner Anteilvon maximal 0.1 mA fliesst aus der Schaltung beim Adjust-Anschlusshinaus. Natürlich kann dabei der minimale Lastrom durch dasWiderstandsnetzwerk R1/R2 fliessen. Die Referenzspannung von typisch1.25 VDC bestimmt dann den Wert von R1, der dann 120 Ohm für 10 mA, bzw.240 Ohm für 5 mA beträgt. Aus der 5%-Widerstandsreihe eignet sichnatürlich auch ein Widerstand mit 220 Ohm für die etwa 5 mA.

Der minimale Betriebsstrom ist bei der Anwendung als Spannungsreglerkein nennenswertes Thema, weil dies alleine durch dasWiderstandsnetzwerk R1/R2 zur Einstellung der Ausgangsspannungdimensioniert werden kann. Ganz anders ist die Situation, wenn der LM317oder der LM317L als Konstantstromquelle benutzt wird. Dann muss manwissen, dass als Stromquelle dieser minimale Strom von 5 mA (10 mA)nicht unterschritten werden sollte, wenn man Wert auf guteReproduzierbarkeit legt.

Mit dem LM317L, kann man die selben Schaltungen realisieren, wie mit demLM317, allerdings mit dem Unterschied, dass die Ströme und Leistungenentsprechend niedriger sind. Man beachte dazu die Applicationnotes inden Datenblättern, die stets Anregungen für eigene Entwicklungen seinkönnen. Die in diesem Kapitel beschriebenen Eigenschaften sind in Bild10 kurz zusammengefasst:

Teilbild 10.1 zeigt die Grundschaltung zur Konstant-Spannungsquelle mitLM317, die identisch ist mit der Grundschaltung in Teilbild 10.2 mitLM317L, jedoch mit unterschiedlichen Strom- und Leistunsgwerten.Teilbild 10.3 zeigt das sehr einfache Schaltungsprinzip für dieKonstantstromquelle für LM317 und LM317L. Es sind dabei die minimalenStrombereiche IaMIN in Funktion derDropoutspannungen (Spannungen in Klammern) angegeben, als sehr kurzeZusammenfassung, um sich einen raschen Überblick zu verschaffen.

Akku-Ladeschaltung aus Stromquelle und
Spannungsbegrenzung mit zwei LM317L

Es geht hier um eine spezielle Ladeschaltung für ein kleines Radio mitSolarzellen zum Laden eines Nickel-Cadmium-Akku (NiCd), wenn das Radionicht mit Sonnenlicht geladen werden kann. Diese Ladeschaltung bestehtaus zwei LM317LZ-Spannungsregler. Der eine dient der Strombegrenzung,der andere der Spannungsbegrenzung. Unterhalb der Ladeschlussspannungdes Akku erfolgt die Ladung mit Konstantstrom. Im Bereich derLadeschlussspannung reduziert sich Ladestrom auf einen kleinen Wert, derder Ladeerhaltung dient.

Da sich diese Schaltung, anders dimensioniert, auch für andereAnwendungen eignet, ist sie Teil dieses Elektronik-Minikurses. Es gehthier auch um das Thema der Sperrung des Rückstromes, wenn dieLadeschaltung an den zu ladenden Akku angeschlossen bleibt, jedoch vonder 230-VAC-Netzspannung getrennt ist. Oft kommt für diesen Zweck eineDiode zum Einsatz. Oft genügt diese Dioden-Methode, wenn der Ladestromim Verhältnis zur Akku-Kapazität relativ niedrig ist. Typisch empfohlenwird ein maximaler Ladestrom dessen Wert einem Zehntel derAkku-Kapazität entspricht. Für eine Schnellladung eignet sich dieseeinfache Konstantstromladung generell nicht!

Das Problem ist die Akkuerwärmung. Dies macht die Definition derLadeschlussspannung schwierig, u.a. weil die Flussspannung der Diodenicht stabil genug ist. Eine wesentlich bessere Ladeschaltung, mit einemsauberen Rückgang des Ladestromes im Bereich der Ladeschlussspannung,zeigt das nächste Kapitel im Sinne einer eher universellen Anwendung aneinem praktischen Beispiel als funktionsfähige Schaltung, wobei Strom-und Spannungswerte nach eigenen Bedürfnissen angepasst werden können.

Für dieses kleine Radio mit Solarzellen Amsonic Model:AS-338, eigentlich längst antiquiert, aber von guterUKW-Stereo-Klangqualität, baute ich eine kleine Ladeschaltung. DiesesRadio kommt im Sommer oft zum Einsatz im Freibad. Es begleitet michstets in der Badetasche. Es funktioniert bereits seit mindestens 30Jahren. Mit einem längst nicht mehr gebrauchten AC-Adapter/Chargerfor Calculators von Texas-Instruments fand ich den geeignetenKandidaten für ein Ladegerätchen. Der Restraum im Steckergehäuse botnoch genügend Platz für die Ladeschaltung, so dass ich nicht aufSMD-Bauteile angewiesen war. Die Nennspannung des Trafo beträgt 10 VACund der Nennstrom 0.17 A. Dies entspricht einer Leistung von 1.7 VA, inder Schaltung in Bild 11 angeschrieben mit 2 VA.

Mit wenigen Tests am Radio war schnell klar, was das Solar-Radiobenötigte: Ein Ladestrom von etwa 30 mADC, wenn der Akku entladen istbei einer Spannungsbegrenzung von 3 VDC. Diese 3 VDC ergeben sich ausder Anschrift an der Klinkenbuchse. Dies ist nicht identisch mit derinternen Akkuspannung. Hat der Akku beim Anschluss der Klinkenbuchse dieSpannung der Vollladung erreicht, stellt sich eine Erhaltungsladestromvon etwa 1 bis 2 mA ein.

Da der Trafo nur wenig belastet wird, bleibt die sekundäre AC-Spannungso hoch, dass eine einfache Einweggleichrichtung mit einer Diode D1 undeinem Ladeelko C1 ausreicht, wobei die Rippelspannung an C1 mit etwa 3Vpp nicht besonders niedrig sein muss. Summiert man die mit IC:Bgeregelte Ausgangsspannung von 3 VDC mit dem beiden Dropoutspannungenvon etwa 2 VDC und 4 VDC, braucht es am Elko C1 eine minimale Spannungvon 9 VDC. Dies wäre der untere Spitzenwert der Rippelspannung. Dieobere beträgt 12 VDC und die mittlere Spannung liegt bei etwa 11 VDC.Selbstverständlich funktioniert die Ladeschaltung noch immer, wenn dieRippelspannung etwas grösser wäre und die Strom- (IC:A) undSpannungsregelung (IC:B) nicht zu 100% richtig arbeiten. Die Ladedauerwäre einfach etwas länger. Dies wäre bei nennenswerter Unterspannung des230-VAC-Netz der Fall.

Eine Sache blieb lange Zeit unklar. Da am Radio die Ladebuchse mit 3 VDCangeschrieben ist, dachte ich, dass mit einem Vorwiderstand RR1 zweiNiCd-Akkus in Serie zur Nennladespannung von 2.4 VDC geschaltet sind.Das stimmt jedoch nicht. Es gibt nur ein ein einziger NiCd-Akku miteiner Nennladespannung von 1.2 VDC. Ein Schaltschema zum Radio gibt esnicht. Da der Ladestromunterschied zwischen einer vollständigenEntladung nahe bei 0 VDC und der Vollladung zwischen etwa 30 mA und 1bis 2 mA liegt, ist nur mit zwei Siliziumdioden in Serie RD1 und RD2 undeinem Widerstand RR1 mit etwa 50 Ohm - vielleicht ein 47-Ohm-Widerstand- nachvollziehbar. Das erste R bei RR1, RD1 und RD2 bedeutet, dass dieseBauteile mit dem NiCd-Akku im Radiogehäuse sind. Damit wurde mir klar,dass es die Diode D2 nicht braucht. D2 schützt die beiden LM317LZ (IC:Aund IC:B) bei einem Stromrückfluss vom Akku im Radio, wenn dieLadeschaltung vom 230-VAC-Netz getrennt ist. Dieser Effekt tritt nichtein wegen RD1 und RD2, ausser diese sind defekt...

Wozu dient die LED? Dumme Frage! Natürlich um zu sehen, ob dieLadeschaltung aktiv ist. Naja, der kluge Leser überlegt sich dabeiallerdings, wozu denn Diode D3 gut sein soll. Diese D3 unterstützt diezusätzliche Eigenschaft den Ladezustand des Akku abzuschätzen. Ist derAkku ziemlich entladen, drückt dieser +Ub mit 3 VDC auf etwa 2.5 VDChinunter. In diesem Fall wirkt die Strombegrenzung mit IC:A. DieDurchfluss-Spannung über LED und D3 betragen etwa 2.4 V. Da bleiben fürR4 gerade noch 0.1 VDC und dies erzeugt ein Strom von nur 0.8 mA. Da"glimmt" eine Low-Current-LED noch schwach. Je mehr sich der Akku lädt,um so heller wird die Low-Current-LED und leuchtet vernünftig hell, wennder Akku geladen ist. Bei +Ub = 3 VDC leuchtet diese LED mit etwa 5 mA.

Um sicher zu sein, wie gut der Akku wirklich geladen ist, genügt es beimSolar-Radio den Klinkenstecker zu ziehen. Wenn dabei die LED nicht mehrsichtbar heller wird, gilt der Akku als geladen. Es spielt übrigenskeine Rolle, wenn der Akku im Radio länger geladen wird als nötig, dennder Erhaltungsladestrom ist so niedrig, dass der Akku keine nennenswerteLeistung verbraucht (ca. 3 mW) und deshalb auch keine nennenswerteTemperaturerhöhung entsteht. Eine Low-Current-LED braucht es hier, damitdie LED bei einem Strom von nur 5 mA hell genug leuchtet und bei 0.8 mAgerade noch sichtbar glimmt.

LED-Typen: Eine High-Efficiency-LED ist nicht das selbe wie eineLow-Current-LED! Eine High-Efficiency-LED leuchtet, bei einem für LEDstypischen Strom von 20 mA, besonders hell. Man nennt diese LEDs auchsuperhell. Eine Low-Current-LED leuchtet bereits bei einem Strom vonwenigen mA mit vernünftiger Helligkeit. Jedoch steigt ihre Leuchtkraftnicht linear mit höherem Strom. Die Leuchtkraft geht bereits unterhalbdes sonst typischen LED-Stromes in eine Art Sättigung. Ebenso giltumgekehrt für die High-Efficiency-LED, dass sie in der Regel nichtunbedingt auch für besonders niedrigen Strom taugt. Es mag Ausnahmengeben. Diese Erkenntnisse stammen aus einer Zeit, als die LEDs nur alsoptische Signalgeber dienten. LEDs, hundertmal heller als die damaligensuperhellen LEDs, für den Beleuchtungszweck, gab es noch lange nicht.

AMSONIC Solar-Radio AS339

Wer sich jetzt für dieses Solar-Radio interessiert, von dem hier dieRede ist, das erwähnte Modell AS-338 gibt es schon lange nicht mehr. Fürdas Nachfolgemodell gab (gibt) es den Typ AS-339. Der AS-339 wurde voneiner spanischen Firma bis etwa 2007/2008 vertrieben. Es gibt noch einenholländischen Freak antiker Radios und dieser bietet den AS-339 für 2.2Euro an (Januar 2017). Die WWW-Seite nennt sichGerard's Radio Corner.Im linken Spalten gibt es jede Menge Bilder von Radios aus alten Tagen.Gerard spricht und schreibt deutsch. Eine EMail zu erhalten, freut ihn.

• AMSONIC Solar-Radio AS339

Akku-Ladeschaltung aus Stromquelle und Spannungsbegrenzung
mit zwei LM317 mit elektronischer Rückstrom-Sperre

Akku laden mit Konstantstrom, was ist zu beachten?: Im vorherigenKapitel liest man den Hinweis, dass sich zur Schnellladung eine einfacheKonstantstromladung nicht eignet. Wir haben es hier mit NiCd- undNiMH-Akku zu tun. Wenn man darauf achtet, dass der konstante Ladestromnicht oder nur ganz wenig grösser ist als ein Zehntel des Wertes derAkku-Kapazität und man sorgt dafür, dass bei definierterLadeschluss-Spannung des Akku, der Ladestrom soweit reduziert ist, dassdieser gerade noch der Erhaltung des Ladezustandes des Akku dient, kannnichts passieren.

Dazu folgende kurz zusammengefasste Erklärung vonAkkuline.dezum Thema wie hoch die Ladeschlussspannung von NiMH-Akkus sein darf. Diemaximal zulässige Ladeschluss-Spannung wird mit 1.42 VDC pro NiMH-Zelleangegeben. Wir fokussieren uns hier primär aufNiMH-Akkus, weil NiCd-Akkus von Gesetzes wegen (EU-Richtlinie) nichtmehr hergestellt werden.

Zur Prinzipschaltung: Will man mit dem Spannungsregler, zwecksBestimmung des Erhaltungsladestromes, die Ladeschluss-Spannung möglichstgenau einstellen, hat man, wenn man zwischen dem Ausgang des Ladereglersund dem Akku eine Diode (D1) schaltet, wegen dessen Flussspannung, diedurch die Stromänderung sich leicht ändert, ein Problem. Wenn derLadestrom während des Aufladens des Akku von z.B. 100 mA auf weniger als10 mA reduziert, reduziert sich die Diodenflussspannung um mehr als 0.1V. Diese Änderung ist praktisch irrelevant, wenn z.B. ein 12V-Akkugeladen wird, kann aber überhaupt nicht ignoriert werden, wenn es ein1.2V-Akku ist. Man beachte das DiagrammTypical Instantaneous Forward Characteristicsaus dem 1N4001-1N4007-Datenblatt.Eine wesentlich bessere Situation erreicht man, wenn man anstelle einerDiode (D1) ein PNP-Kleinleistungstransistor (T1) einsetzt, wie dies Bild 12 illustriert:

Diese Schaltung erweitert Bild 11. Bei den 3pin-Spannungsreglern IC:Aund IC:B kommt hier der "normale" LM317 und nicht die Lowpower-VersionLM317L zum Einsatz, weil man die Möglichkeit haben soll, einen Ladestromim unteren 100-mA-Bereich zu erzeugen. In der nachfolgenden Schaltung inBild 13 soll der Ladestrom 100 mA betragen. Anstelle der Diode D1 (inKlammer) kommt ein PNP-Kleinleistungs-BJT zum Einsatz, der imgesättigten Zustand mit einer Verstärkung von minimal 10 bis maximal 20betrieben wird. Dazu betrachten wirFigure 2aus demBD140-Datenblatt.

BJT oder Diode, das ist hier die Frage: Vorher legen wir aberfest, dass zum Vergleich eine Schottky-Diode gilt, weil diese eineFlussspannung von nur etwa 500 mV oder weniger hat, anstelle einerSiliziumdiode mit etwa 800 mV. Der Einsatz eines BJT macht dann Sinnwenn die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung deutlich niedriger ist alsdie Flussspannung einer Schottky-Diode. Dies triff hier dann zu, wennder Kollektorstrom weniger als 0.7 A bei einer Stromverstärkung 20 undweniger als 1 A bei einer Stromverstärkung von 10 beträgt. Da beträgtdie Sättigungsspannung etwa 200 bis 250 mV. Wir bleiben bei unsererAnwendung bei einem Strom von 100 mA und da beträgt Sättigungsspannungetwa 60 mV bei einer Stromverstärkung von 10. Bei 20 sind es etwa 80 bis85 mV. Bei einem Ladestromunterschied zwischen 100 mA (Ladung) und z.B.10 mA (etwa Erhaltungsladung) beträgt die Spannungsdifferenz derT1-Sättigungsspannung etwa 20 bis 30 mV. Dies ist relativ unabhängigdavon ob die Stromverstärkung 10 oder 20 beträgt. Der Unterschied dieserDifferenzspannung ist bei höherem Kollektorstrom grösser, aber diedifferenziellen Unterschiede im Vergleich der beiden Stromverstärkungenbleiben etwa gleich gross. Dies erkennt man auch leicht durch den fastparallelen Gleichlauf der beiden Kurven Ic=20*Ib und Ic=10*Ib. Dies giltallerdings nicht mehr wenn der Kollektorstrom im Bereich von 1 A unddarüber liegt.

Rückstromsperre mit BJT: Die Funktionsweise ist einfach. Wenn derLadevorgang aktiv ist, fliesst vom Ausgang des IC:B der konstanteLadestrom von 100 mA (Stromquelle: IC:A) über T1 zum Akku. Diesermöglicht der T2-Basis- und der verstärkte T2-Kollektorstrom, der auchder T1-Basisstrom ist. Bei einer T1-Stromverstärkung von 20, beträgt derT2-Kollektorstrom mindestens 5 mA, definiert durch R4. Wählt man für T2ebenfalls eine Sättigungs-Stromverstärkung von 20, ergibt dies einT2-Basisstrom von mindestens 0.25 mA. DieKollektor-Emitter-Sättigungsspannung von T2 beträgt dabeietwa 60 bis 80mV. Mehr Details im BC550-Datenblatt.

Es macht Sinn den Querstrom durch R6 und R5 mindestens 10 oder sogar 20mal höher zu wählen als der verlangte T2-Basisstrom von 0.25 mA. Wirwählen hier 5 mA und dies hat einen wirksamen Vorteil beim Ein- undAusschalten der Schaltung. T2 schaltet steiler ein und aus, weil derR6/R5-Knotenpunkt sich quasi fast wie eine Spannungsquelle verhält. Wenndie Spannung an diesem Punkt beim Einschalten ansteigt, wird dieT2-Sättigung schnell erreicht, denn die höhere Stromverstärkung dauertnur sehr kurz an. Umgekehrt das selbe beim Ausschaltvorgang. DasVerhältnis von R6 zu R5 ist so zu wählen, dass T2 ausschaltet, wenn Ueetwa den halben Wert hat. Dies muss aber nicht so genau sein. Besondersdann, wenn an Ue ein externes Netzgerät mit einem hoch kapazitiven Elkoan seinem Ausgang angeschlossen ist, fällt beim Ausschalten dieDC-Spannung an Ue relativ langsam. Dieser Vorgang beschleunigt dieUb-Spannungsabsenkung sehr. Mehr Details zu diesem Thema gleich mit Bild13.

Grenzen der BJT-Rückstromsperre: Was bedeutet die Bezeichnung"<5V" beim BJT T1? Es ist die gemäss Datenblatt zulässige maximaleEmitter-Basis-Spannung. Sie wird in der Regel mit 5 V (manchmal 6 V)angegeben, ist aber, wenn man sie misst oft deutlich höher. AusSicherheitsgründen, sollte man sich an die Angaben des Datenblatteshalten. Diese zulässige maximale Emitter-Basis-Spannung begrenzt denEinsatzbereich der Akkuspannung. Will man NiCd- oder NiMH-Akku laden,dann sind nur Serieschaltungen von maximal drei Akkus möglich.

Dimensionierungsbeispiel: Dieses Beispiel in Teilbild 13.1 solldem leichteren Verständnis dienen. Es geht um den Entwurf einerLadeschaltung für zwei in Serie geschalteten NiMH-Akkus mit einerLadespannung von 2.4 VDC. Die Ladespannung ist nicht identisch mitLadeschluss-Spannung, die stets höher ist und 2.84 VDC(1.42 VDC pro NiMH-Zelle)beträgt. Zum Betrieb dieser Schaltung eignet sich mit dem geringstenZusatzaufwand ein kleines Steckernetzteil mit Schaltregler mit einerAusgangsspannung von 12 VDC. Vollständigkeitshalber sei erwähnt, dass eskeiner stabilen Spannung an Ue bedarf, ein Trafo mit Gleichrichter undGlättungs-Elko geht auch. Man muss aber darauf achten, die derMinimalwert der 100Hz-Rippelspannung an Ue 9 V nicht unterschreitet. Beieinem Konstantladestrom von 100 mA bis zur Ladeschluss-Spannung desNiMH-Akku, bedarf es eine Akku-Kapazität von 1 Ah, damit die Regeleingehalten wird, dass der Ladestrom nicht grösser ist als 1/10 desWertes der Akku-Kapazität. Hat die Akku-Kapazität einen andern Wert,muss man R1 beim IC:A entsprechend anpassen, wobei dem AnpassungsbereichGrenzen gesetzt sind. Dazu konsultiert man dasLM317-Datenblatt,falls die einleitenden Ausführungen weiter oben nicht alle Fragenbeantworten.

Die minimale LM317-Dropoutspannungbeträgt bei einem Strom von 1 A etwa 2 VDC. Bei nur 100 mA sind es etwa1.5 VDC (kleiner roter Ring). Damit die Schaltung im 100mA-Bereichsicher funktioniert, setzen wir die minimale Dropoutspannung auf etwa 2VDC. So beim IC:B (konstante Spannungsquelle). Beim IC:A (konstanteStromquelle) definieren wir auf etwa 4VDC. 1.25 VDC (IC-interneReferenzspannung) liegen an R1, der den Konstantstrom definiert. Darausresultiert eine totale Dropoutspannung von 3.25 VDC. Wir setzen diesenWert grosszügig auf etwa 4 VDC fest. Daraus resultiert eine minimaleEingangsspannung Ue = 9 VDC. Wegen dem grosszügigen Setzen derDropout-Spannungswerte funktioniert die Strom- und Spannungsregelungnoch immer sicher, wenn diese 9 VDC etwas unterschritten wird. R1 hateinen Wert von 11 Ohm aus der E24-Widerstandsreihe. Dies deshalb, damitder Gesamtstrom von 113 mA (Ie1) gut approximiert ist. Man kann ebensozwei 22-Ohm-Widerstände aus der E12-Widerstandsreihe parallelschalten.Die Verlustleistung über R1 beträgt etwa 140 mW. Der Strom Ie1 ergibtsich aus der Summe von Ic1 (100 mA) plus Ib1 (~13mA).

Um die Spannung an IC:B fein abzustimmen, kommt Trimmpot P mit 200 Ohmzum Einsatz. Mit P, R3 und R2 bekommt man an Ub' einen Einstellbereichzwischen 2.3 VDC und 3.2 VDC. Mit einem 10- oder 20-Gang CERMET-Trimmpotkann man besonders fein die Ladeschluss-Spannung von 2.9 VDC für denNiMH-Akku einstellen. 2.9 VDC, wenn man es genau nehmen will, weil Ucevon T1 im gesättigten Zustand etwa 60 mV beträgt. Allerdings, so genauauf ein 10-mV-Raster, kommt es auch nicht an. Anstelle des Schalter Sgenügen auch zwei Lötaugen, die man mit einem Stück Draht verlötet,damit der Akku nicht geladen wird, wenn man an P dieLadeschluss-Spannung einstellen will. Dabei werden T2 und T1 offengehalten, damit kein Basis- und kein Kollektorstrom an T2 fliessen kann.Danach entfernt man wieder die Lötverbindung um den Akku zu laden. Dasist in der Regel ein einmaliger Vorgang. Die punktierte Linie zwischenSchalter S und Trimmpot P weist auf den gemeinsamen Zusammenhang hin.

PNP-BJT (T1) als Rückstrom-Sperre: Im ausgeschalteten Zustand (Uevom externen Netzteil getrennt), ist T2 offen. Es kann also keinT1-Basisstrom (Ib1) fliessen, weil T2 offen ist. Das Potenzial amEmitter von T1 liegt in etwa auf dem GND-Pegel, bedingt durch Diode D1,R5 und R6. Schalter S oder Lötverbindung ist dabei offen. An T1 wirktder Kollektor-Basis-Übergang als Diode mit einer Flussspannung, wieüblich bei Silizium, von etwa 0.7V. Auf diese "Diode" folgt derBasis-Emitter-Übergang von T1 mit der bereits erwähntenDurchbruchspannung von etwas mehr als 5 V. Bei der Ladesschluss-Spannungdes Akku von 2.8 VDC (oder auch mehr) bleibt der Basis-Emitter-Übergangnichtleitend. Deshalb kann sich der Akku im Aus-Zustand derLadeschaltung nicht entladen, - auch nicht über R4. Teilbild 13.2 zeigtfür T1 das Ersatzschaltbild mit einer Diode zwischen Kollektor und Basisund mit einer Z-Diode zwischen Basis und Emitter mit der erwähntenSperrspannung von mindestens 5 V. Die punktierte Rückstromrichtung istnur ein Hinweis. Es fliesst kein Rückstrom, weil die Akkuspannungkleiner ist als die Emitter-Basis-Durchbruchspannung.

Damit keine Begriffsverwirrung entsteht: Man liest einerseits"Basis-Emitter-Übergang von T1" und anderseits"Emitter-Basis-Durchbruchspannung". Der erste Begriff dient derErklärung der Rückstromrichtung vom Akku via Kollektor, Basis undEmitter von T1. Der zweite Begriff ist der richtge, wenn es darum gehtdie Sperrspannung zwischen Emitter und Basis zu erklären. In Teilbild13.2 liest man verwirrend Ube>5V. Gemeint aber ist dieBezeichnung Emitter-Basis-Durchbruchspannung, angedeutet mit demZ-Dioden-Symbol. Etwas mehr Infos zu diesem Thema findet manhier.

Rauschquelle, nebenbei angedeutet: Ein BJT, beschaltet im Zustandder Emitter-Basis-Durchbruchspannung, eignet sich hervorragend alsRauschspannungsquelle, sofern man keinen allzu hohen Anspruch an dieRauschqualität stellt (Gauss-Glockenkurve). Eine einfache Rauschquellesieht manhier. Siehe zweite Schaltung im gelben Feld. Der erste NPN-Transistor linksarbeitet im Emitter-Basis-Durchbruchbereich. Die Rauschspannung liegt inder Grössenordnung im mV- bis maximal im unteren 10mV-Bereich. Derzweite Transistor verstärkt die Rauschspannung. Die Potmeterschaltungzur Einstellung des Rauschpegels mag für die vorliegende Anwendung(Beatbox) genügen, taugt aber wegen der ebenso veränderlich überlagertenDC-Spannung eher nicht für allgemeine Anwendungen.

Man beachte zu Teilbild 13.1 auch Teilbild 13.3, welches die Funktion umT2 in den Fokus stellt! Ue wird eingeschaltet auf 12 VDC, z.B. mit einemSteckernetzteil. Der Basis-Emitter-Übergang von T2 begrenzt die Spannungauf maximal 0.8 VDC. R6 hat einen Wert von 100 Ohm. Dies bedingt durchR6 ein Strom von 8 mA. Zwischen Ue und und der T2-Basis liegt eineSpannung 11.2 VDC über R5. Dies erzeugt ein Strom abgerundet auf 11 mA.Für den T2-Basisstrom Ib2 verbleibt ein Strom von etwa 3 mA. Damit istT2 mehr als gesättigt bei einem Kollektorstrom von 13 mA (Ub' = 2.9VDC). Die Strom- und Spannungsangaben sind nicht so genau, weil dieBasis-Emitter-Schwellenspannung leicht abhängig ist vom Basisstrom undauch von der Temperatur (etwa -2 mV/K).

Die Schaltung soll mit Ue = 9VDC noch sicher funktionieren. Dafür sorgtder deutlich höhere Strom durch R5 und R6 in Relation zu Ib2. Ist Ue aufetwa 6.5 VDC gesunken, liegt wegen dem R5/R6-Spannungsteiler an derBasis von T2 noch eine Spannung von etwa 0.6 VDC. Das ist eindeutigzuwenig für einen sättigenden T2-Basisstrom. Die Folge davon ist, dassdie Stromverstärkung von T2 massiv ansteigt um gerade noch genügendT1-Basisstorstrom vom T2-Kollektor zu ziehen. In diesem kritischenZustand muss Ue nur noch wenige 0.1 VDC sinken und T2 öffnet undebenfalls T1. Damit ist der Akku-Ladebetrieb unterbrochen. Diese rascheAusschaltung im Bereich der mittleren Ue-Spannung zwischen 0 VDC und 12VDC, bei etwa 6 VDC, hat die Eigenschaft, dass in dieser Phase nur sehrkurzzeitig vom Akku, via Kollektor-Basis-Diode von T1, R4 und T2 einunerwünschter, aber unschädlicher Rückstrom fliessen kann. DieseAbschaltung ist daher sehr viel schneller als das Absinken von Ue, fallsein Elko mit im Spiel ist und dies bewirkt. Man könnte diesen Vorgangmittels Komparator perfektionieren. Dies wäre aber deutlich übertrieben,aber nicht verboten, wenn jemand Lust hat die Schaltung auf diese Weisezu erweitern.

ANHANG:
LM317 - Korrektes Umschalten mit unabhängigem Abgleich von +Ub

ANHANG deshalb, weil dieses Kapitel den Inhalt des Kapitels"LM317/LM337: Symmetrische Ausgangsspannung" mit Bild 6 zu einem Teil erweitert. Ein Einbau dieses neuen Kapitels in denbestehenden Teil, wäre zu aufwändig gewesen, wegen den vielenAnpassungen in bereits bestehendem Text und bestehenden Bildern.

Im oben genannten Kapitel mit Bild_6 wird darauf hingewiesen, dass man zur Umschaltung von derAusgangsspannungen ±Ub, die Verbindung zwischen dem ADJUST-Anschluss desLM317 oder/und LM337 und dem GND, via Widerstand und Trimmpot, nichtunterbrechen darf, weil sonst während des Umschaltens dieAusgangsspannung ungeregelt hochfährt. Die Dauer des mechanischenUmschaltens ist so kurz, dass es kaum zu thermischen Defekts kommt,jedoch Defekts durch Überspannung sind durchaus möglich. Wie man diesfür zwei umschaltbare Spannungen vermeiden kann, wird dort in Teilbild6.1 gezeigt. Ein Nachteil besteht darin, dass man nicht unabhängigvoneinander die beiden Werte von ±Ub kalibrieren kann. Man kalibriertzuerst den höheren Wert von ±Ub und danach den umgeschalteten niedrigenWert von ±Ub. Will man nachträglich erneut den höheren ±Ub-Wert ändern,ändert es ebenso den niedrigeren Wert von ±Ub. Das ist lästig, aber mankann dieses Problem mit etwas Mehraufwand elegant lösen.

P1, P2 und P3 beeinflussen sich gegenseitig nicht: Bild 14 zeigtes mit einer Umschaltung von drei Ausgangangsspannungen.Einfachheitshalber wird dies nur für eine positive Ausgangsspannung +Ubbeschrieben. Eine Erweiterung zu einem solchen Netzteil mit ±Ub, bleibt(vorläufig) dem Leser vorbehalten, falls ein Bedarf besteht. Siehe denfolgenden Abschnitt mit dem Titel "Möglichkeit zur Erweiterung".

Möglichkeit zur Erweiterung: In Bild 14 ist Schalter S als einBeispiel auf C gestellt. Daraus folgt am Ausgang von IC:A4 ein H-Pegel.Dieser schaltet den Transistor T3 in Sättigung. DieT3-Kollektor-Emitter-Spannung beträgt knapp 50 mV. Der T3-Kollektorstrombeträgt recht genau 5 mA. Dieser Strom wird durch die LM317-interneReferenzspannung von 1.25 VDC und R4 = 249 Ohm definiert. DieStromverstärkung von T3 beträgt 10. Definiert durch R7 mit 18-k-Ohmfliesst ein T3-Basistrom von etwa 0.5 mA bei einer H-Ausgangsspannung anIC:A4 von 9.9 V bei einer Betriebsspannung von exakt 10.0 VDC. Gespeistwird IC:A mit einer kleinen 10-V-Zenerdiode Z. Es ist gleichzeitig stetsnur ein Ausgang, entweder IC:A2, IC:A3 oder IC:A4, auf H-Pegel. Man kannz.B. die drei Ausgänge zur gleichzeitigen Steuerung mit einemzusätzlichen Ausgang -Ub für -9 VDC, -12 VDC und -15 VDC mit demSpannungsregler LM337 einsetzen.

Eine kleine Unterstützung bietet Bild 15 ohne Kommentar, wie man mitzwei PNP-Transistoren die Spannungseinstellung von z.B. +15 VDC in dennegativen Teil mit dem LM337 auf -15 VDC spiegelt:

Zurück zu Bild 14. IC:A (CD4011B) alleine begnügt sich bei 10 VDC mit einem Betriebsstrom von maximal 0.5µA bei 25 ºC, weil sich IC:A die meiste Zeit im Ruhezustand befindet.Nur dann, wenn der Kippschalter betätigt wird, steigt der Strom extremkurzzeitig an bis in den mA-Bereich. Der Strom dafür liefert zusätzlichder Keramik-Kondensator Ck (100 nF), der in unmittbarer Nähe zum IC:Azwischen Vcc (+10 VDC) und Vss (GND) verlötet sein muss, damit dieparasitäre Induktivität der Leiterbahnen zwischen Ck und Pin14 mit Pin 7möglichst gering ist.

Um diese erwähnte Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung von 50 mV ist +Ubvon +15 VDC auf 15.05 VDC erhöht. Bei der Umschaltung auf +12 VDC oder+9 VDC gilt das ebenso mit T2 und T1, nämlich 12.05 VDC und 9.05 VDC.Wenn denn unbedingt nötig kann man dies den Trimmpoti P1 bis P3 exaktjustieren. Aber auch ohne dies ist die Spannungsabweichung sehr kleinund zulässig, weil man hat es hier mit einem Netzteil und nicht miteiner Referenzspannunngsquelle zu tun. Also ist das in der Regel keinProblem.

Ein Eingang von IC:A1 ist durch Schalterstellung C auf L gesetzt. Diesdominiert dieses NAND-Gatter in der Weise, dass dessen Ausgang auf Hliegt. Es spielt dabei keine Rolle ob der zweite Eingang H oder L ist.IC:A3 arbeitet, wie IC:A2 und IC:A4, als Inverter. Der L-Pegel amAusgang von IC:A3 hält den Transistor T2 offen. Ein Blick auf dieSchaltung zeigt, dass es beim IC:A2 ebenso ist wie beim IC:A3.Transistor T1 ist ebenfalls offen. Nur Transistor T3 ist aktiv und esfliesst ein Kollektorstrom von 5 mA. Mit P3 wird +Ub auf +15 VDCkalibriert. Als Trimmpotmeter sollte man hier 10- oder20-Gang-CERMET-Trimmpotis einsetzen, wenn man sich eine präziseEinstellung der Spannung wünscht.

Es gibt kleine Kippschalter mit Mittelstellung, wobei dafür kein Kontaktzur Verfügung steht. Der Zweck eines solchen Kippschalter ist eingleichzeitiger Aus-Zustand für beide Kontakte. In diesem Zustand,Schalterstellung B, dominieren die beiden Pullup-Widerstände R8 undR9. Diese erzeugen einen H-Pegel an allen Eingängen der NAND-GatterIC:A1, A2 und A4. Dies hat zur Folge, dass nur am Ausgang von IC:A3 einH-Pegel vorliegt und dieser den Transistor T2 einschaltet und an +Ub +12VDC liegt. Die Logik-Situation, wenn +Ub = 9 VDC, ist prinzipiell dieselbe Situation, wie bei +Ub = +15 VDC. Der einzige Unterschied bestehtdarin, dass der Logikzustand von IC:A4 mit IC:A2 vertauscht ist. Manbeachte auch die Logiktabelle links von der Schaltung.

Elko C2 und das kleine Diagramm "OHNE C2":
Dieser Kondensator C2 kommt fast in allen LM317(L)-Schaltungen zumEinsatz. C2 dient dem Zweck die Rauschspannung und die restlicheNetz-Brummspannung am Ausgang +Ub zu reduzieren. Hier hat C2 eineweitere Funktion.

C2 ist nicht präsent: Die elektronische Umschaltungvon +Ub arbeitet unterbruchfrei in Bezug auf +Ub. Dies kommt davon, dassdie Umschaltung zwischen zwei Spannungen an +Ub durch den Wechsel einesLogikpegel mit steiler Schaltflanke geschieht. Bei der Umschaltung vonzwei Spannungen, z.B +12 VDC und +15 VDC, gibt es einen sehrkurzzeitigen Moment wobei die beiden Transistoren T2 und T3 gleichzeitigeingeschaltet sind. Dies hat zur Folge, dass bei der Umschaltung ebensokurzzeitig an +Ub eine Spannung anliegt, die niedriger ist als dieniedrigere von den beiden Spannungen, die bei der Umschaltung involviertsind. Es gilt bei diesem Beispiel die reziproke Berechnung von derParallelschaltung der beiden beteiligten Netzwerke von P2 mit R2 und P3mit R3. Man kann bei diesem Beispiel die Spannungen von 12 VDC und +15VDC direkt berechnen. Siehe Formel oberhalb des Diagrammes. Die sehrkurzzeitig auftretende Spannung beträgt 6.7 V, also etwa 7 V.

C2 ist präsent: Bei jeder Umschaltung ändert sich die Spannungexponentiell zwischen +12 VDC und +15 VDC und in umgekehrter Richtung.Die sehr kurzzeitigen Spannungen runter auf 6.7 V bleiben durch denGlättungseffekt aus. Die Umschaltdauer beträgt etwa 100 ms. Ist daszuviel, kann man C2 auf 1 µF reduzieren. Dann beträgt die Umschaltdauernoch etwa 10 ms. Die allfälligen Rauschanteile und Netz-Brummanteileerhöhen sich entsprechend.

Teilbild 14.1 - eine einfache Umschaltung: Anstelle von Bild 6 zeigt Teilbild14.1 in Ergänzung zu Bild 14, die stark reduzierte Logik mit zweiInvertern zur Umschaltung zwischen zwei Spannungen von +Ub. Hier mit demVorteil, dass die Kalibrierung der beiden Trimmpoti sich in den Wertenvon +Ub nicht gegenseitig beeinflussen. Die Kalibrierung erfolgt voneinander unabhängig, wie in der Schaltung von Bild 14. Als Invertereignen sich die selben NAND-Gatter des CD4011B oder zwei Inverter vonden CMOS-ICs CD4009, CD4049 oder CD4069. Auch eine diskrete Schaltungmit Transistoren wäre bei dieser Einfachheit durchaus möglich.

Trafo, Gleichrichter und Ladeelko:In Bild 6 und Bild 7sind Sicherung, Trafo, Gleichrichter und Ladeelko C1 und C2 definiert,weil Ausgangsspannung und Ausgangsleistung ebenfalls definiert sind.Dies trifft hier inBild 14nicht zu. Es ist hier dem Leser überlassen die geeignete Wahl zutreffen. Der Vorwiderstand zur 10-Volt-Zenerdiode Z R10 ist mit 2k2 sodefiniert, dass bei einer Leerlauf-DC-Spannung am Ladeelko C1 von 30 VDC(keine Last an +Ub) an R2 eine Leistung von 102 mW erzeugt wird. Esgenügt also den Einsatz eines kleinen 1/4W-Kohlewiderstandes.

Es gilt die Regel, je grösser die Nenn-VA-Leistung eines Trafo ist, umso kleiner ist die Auswirkung des Verhältnis von Nennlast zu keinerLast, auf die Trafo-Sekundärspannung und der geglätteten DC-Spannung.